ECC和预制榫卯混合连接装配式桥墩抗震试验及计算方法

林上顺; 林永捷; 张建帅; 赵锦冰

doi:10.3969/j.issn.0258-2724.20230040

ECC和预制榫卯混合连接装配式桥墩抗震试验及计算方法

doi: 10.3969/j.issn.0258-2724.20230040

1.
福建理工大学福建省土木工程新技术与信息化重点实验室，福建福州 350118
2.
皓耀时代（福建）集团有限公司，福建福州 350118

基金项目: 福建省交通科技计划（202024）

详细信息

作者简介:
林上顺（1972—），男，教授，博士，研究方向为预制拼装桥梁，E-mail：578982122@qq.com

中图分类号: U443.22
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出版历程
- 收稿日期: 2023-02-05
- 修回日期: 2023-09-10
- 网络出版日期: 2024-10-15

Seismic Testing and Calculation Method of Assembled Bridge Piers with Hybrid Connection of Engineered Cementitious Composites and Assembled Mortise-Tenon Joints

1.
Fujian Key Laboratory of New Technology and Informatization of Civil Engineering, Fujian University of Engineering, Fuzhou 350118, China
2.
Hao Yao Times (Fujian) Group Co., Ltd., Fuzhou 350118, China

摘要

摘要:
为提高装配式桥墩的受力性能和耐久性，提出采用现浇纤维增强水泥基复合材料（ECC）和预制榫卯混合连接的装配式桥墩，开展不同设计参数（凹槽深度和现浇ECC层厚度）的桥墩拟静力试验，建立经试验验证的ABAQUS有限元模型；同时进行拓展参数分析，在其基础上进行理论推导，提出混合连接装配式RC （reinforced concrete）桥墩的骨架曲线特征值计算方法和恢复力模型. 结果表明：3根桥墩试件破坏模式均为压弯破坏，各试件的ECC现浇段均未发生破坏；凹槽深度、现浇ECC段高度的变化对桥墩的延性系数、极限位移的影响较为显著；理论分析计算结果与有限元分析结果吻合良好，除峰值位移外，各公式计算值与有限元计算值之比均在0.85～1.14，计算结果可靠；混合连接装配式桥墩恢复力模型计算的滞回曲线与试验曲线吻合较好，可用于桥墩弹塑性计算.
- 桥梁工程 /
- 榫卯连接 /
- 抗震性能 /
- 纤维增强水泥基复合材料 /
- 恢复力模型
Abstract:
In order to improve the force performance and durability of assembled bridge piers, it was proposed to adopt the assembled bridge piers with hybrid connection of cast-in-place fiber-reinforced engineered cementitious composites (ECC) and assembled mortise and tenon joints and carry out the pseudo-static tests of the bridge piers with different design parameters (depth of the groove and thickness of the cast-in-place ECC layer), so as to establish the experimentally-validated ABAQUS finite-element model. In addition, extended parametric analysis was carried out, and theoretical derivation was conducted on the basis of the finite element parametric analysis. The calculation method of the eigenvalue of the skeleton curve and the restoring force model of the hybrid-connected assembled RC bridge pier were proposed. The results show that the damage mode of the three bridge pier specimens is compression bending damage, and the cast-in-place ECC section of each specimen is not damaged; the changes in the depth of the groove and the height of the cast-in-place ECC section have significant effects on the ductility coefficient and ultimate displacement of the bridge piers. The results of the theoretical analysis coincide with the results of the finite element analysis. The ratio of the calculated values of the formulas to the values of the finite element analysis ranges from 0.85 to 1.14, except for peak displacement, and the results are reliable; the hysteresis curve calculated by the hybrid-connected assembled bridge pier restoring force model matches well with the test curve, which can be used for the elastic-plastic calculation of bridge piers.
- bridge engineering /
- mortise-tenon joint /
- seismic performance /
- fiber-reinforced engineered cementitious composites /
- restoring force model

HTML全文

作为一种新型轨道交通方式，磁浮列车基于电磁力实现列车的无接触悬浮、导向和驱动，有效克服传统轮轨交通制式存在的弓网受流和轮轨黏着约束，是实现城市和城际之间快速互联的有效解决方案^[1]. 20 世纪60年代，以研究常导电磁悬浮技术为代表的德国和低温超导电动悬浮为代表的日本率先开启磁浮交通技术的攻关^[2]. 2002年，我国通过引进和消化德国相关磁浮技术，在上海建设了全球首条高速磁浮商业运营线，设计速度达505 km/h，已安全运行超过20年. 此外，我国还在长沙、北京、清远等地区建设了城市轨道交通中低速磁浮线以及旅游观光线. 未来，我国还将储备和发展速度600 km/h级高速磁浮列车相关技术，有望在特定场景下补充或替代传统铁路运输方式，显示出磁浮交通系统的巨大发展潜力^[3].

目前，城市轨道交通中的地铁列车和磁浮列车基本都运行在线路相对固定和封闭的环境中，且车型统一，大多采用自动驾驶（ATO）的控车方式. 在自动驾驶过程中，精确平稳的速度跟踪控制是其安全高效运行的重要保障，其相关控制算法也是自动驾驶系统的关键底层逻辑. 针对列车在各类不同运行工况下的列车速度自动控制方法，国内外学者开展了许多卓有成效研究，并且很多方法都已获得实际工程应用. 何之煜等^[4]针对高速列车，利用非参数化迭代学习控制方法实现了列车准点运行和精确停车，并且该算法已成功试验在CRH3型列车中；王青元等^[5]设计了一种列车ATO系统的自适应终端滑模控制方法，在实现精确控车的基础上有效降低控制输入切换频率，提升乘坐舒适性；Mao^[6]研究了故障工况下列车的自适应容错控制方法，保证跟踪误差渐近收敛的同时能够有效降低执行器故障造成的不利影响；林雪等^[7]在考虑故障的基础上进一步考虑执行器饱和的影响，提出高速列车自适应神经网络滑模控制策略；Ji等^[8]利用迭代学习控制策略，解决存在未知速度延迟和输入饱和下的列车精确速度跟踪问题；Sun等^[9]基于搭接结构提出电磁悬浮系统模型预测控制方法，实现多约束条件下磁浮列车的平稳运行.

近年来，自抗扰控制以其不依赖模型、抗扰性强、控制精度高等优势，逐步开始应用于磁浮列车系统设计. 龙志强等^[10]提出一种基于自抗扰控制（ADRC）的磁浮列车ATO算法，该方法克服了传统比例、积分和微分（PID）控制存在的过大超调和速度频繁切换问题，对提升磁浮列车乘坐舒适性和跟踪精确性具有显著优势. 黄翠翠等^[11]针对的磁浮复合隔振系统干扰的抑制问题设计自抗扰控制器，有效提升系统抗干扰能力. 王盼盼等^[12]针对磁浮列车的速度跟踪控制的时滞问题，运用自抗扰控制理论实现磁浮列车在不同路段精准跟踪目标速度曲线，且具有跟踪误差小和抗干扰性强等优势. Lu等^[13]基于ADRC原理提出一种磁浮列车主动导向系统的优化控制算法，并基于磁浮实验原理样车验证了算法的应用效果. 针对电动悬浮型磁浮列车的偏航角干扰抑制问题，Zhang等^[14]提出显式互补滤波ADRC算法，减弱了列车振动引起的高频噪声. 可以看到，ADRC技术在磁悬浮列车运行控制、悬浮控制和导向控制等方面均表现出良好的性能优势，为本文提供了技术参考. 执行精确的制动和加速控制并精确地跟踪设定的速度曲线是自动驾驶系统的关键目标. 在复杂磁场力和多变外部因素干扰下，磁浮列车还受到直线电机阻力、电磁涡流阻力影响，其纵向动力学结构相较传统轮轨交通列车更为复杂，要实现磁浮列车的精确平稳速度控制更为困难，因此，有必要深入研究扰动环境下的磁浮列车速度自动控制策略.

在前述研究成果的基础上，本文结合自抗扰控制和多种群遗传算法2方面优势，提出一种参数自动整定的磁浮列车速度控制方法. 首先，对磁浮列车纵向动力学进行建模；然后，构建ADRC速度控制器的各个环节，并将多种群遗传算法应用于ADRC参数整定；最后，通过对比实验验证本文所提出方法的优越性.

1. 磁浮列车运动学模型描述

根据磁浮列车的纵向受力分析，可归纳为牵引力、制动力和运行阻力3部分，其中，运行阻力包括基本阻力与附加阻力.

1.1 牵引制动力

以中低速磁浮列车为例，车载直线感应电机采用“恒滑差频率”调速方式，电机工作在转折速度以下时产生恒定牵引力，高于转折速度时牵引力随速度增加而减少，如式（1）^[15].

${F_{\text{t}}}(t) = \left\{ \begin{gathered} 40,\quad{\text{ 0}} \leqslant v < 9.72{\text{ m/s}}, \\ 1.442 \times {10^3} \times v^{ - 1.008}, \\ \quad{\text{ 9}}{\text{.72}}\;{\mathrm{m/s}} \leqslant v < 13.89{\text{ m/s}}, \\ 7.287 \times {10^4} \times v^{ - 2.009}, \\ \quad{\text{ 13}}{\text{.89}}\;{\mathrm{m/s}} \leqslant v \leqslant 19.45{\text{ m/s}}, \\ \end{gathered} \right.$

(1)

式中： F_t为牵引制动力，v为电机运行速度.

制动方式主要包括电制动和液压制动，电制动力 ${F_{{\text{be}}}}$ 和液压制动力 ${F_{{\text{bh}}}}$ 如式（2）所示. ${F_{{\text{be}}}}$ 随速度提升而增加，速度达到6 km/h后保持恒定； ${F_{{\text{bh}}}}$ 随速度增加而逐渐变小，在6 km/h时降至0^[15].

$\left\{\begin{array}{l} {F_{{\text{be}}}}(t) = \left\{ \begin{gathered} 5.689v - 0.219,\quad{\text{ 0}} < v < 1.667{\text{ m/s}}, \\ 33.9,\quad{\text{ 1}}{\text{.667}}{\text{ m/s}} \leqslant v < 19.445{\text{ m/s}}, \\ \end{gathered} \right.\\ {F_{{\text{bh}}}}(t) = \left\{ \begin{gathered} - 5.692v + 34.596, \\ \quad{\text{ 0}} < v < 1.667{\text{ m/s}}, \\ 0,\quad{\text{ 1}}{\text{.667}}{\text{ m/s}} \leqslant v < 19.445{\text{ m/s}}, \\ \end{gathered} \right. \end{array}\right.$

(2)

1.2 运行阻力

1）基本阻力 ${F_{\text{b}}}$ . 磁浮列车的基本阻力由空气阻力 ${f_{\text{a}}}$ 、直线电机阻力 ${f_{\text{e}}}$ 以及涡流阻力 ${f_{\text{m}}}$ 组成.

a）空气阻力：磁浮列车高速运行时，主要阻力来源是空气阻力，其数值与列车的运行速度、最大截面积、空气密度和列车表面形状等有关，经验计算公式^[16]为

${f_{\text{a}}} = c {v^2} {10^{ - 3}},$

(3)

式中： c为阻力系数，kNs²/m².

b）直线电机阻力：由直线电机产生电磁力牵引，运行过程中直线电机的初级线圈在悬浮磁铁的磁场中产生感应电流，进而产生阻碍列车运行的力，计算公式^[16]为

${f_{\text{e}}} = \left\{ \begin{gathered} 3.3n,\quad 0 < v < 41.7{\text{ m/s}}, \\ (146{\text{/}}v(t) - 0.2)n,\quad v \geqslant 41.7{\text{ m/s}} , \\ \end{gathered} \right.$

(4)

式中：n为列车编组数.

c）电磁涡流阻力：磁浮列车运行时，车载线圈相对轨道电磁体做切割磁感线运动，产生水平方向上阻碍磁浮列车运行的力，该阻力的模型^[16]为

${f_{\text{m}}} = \frac{1}{2}n [{(v{\text{/}}111)^{0.5}} + 1.3 {(v{\text{/}}111)^{0.7}}].$

(5)

2）附加阻力 ${F_{\text{a}}}$ . 附加阻力是由线路条件或列车特定工况额外产生的阻力，包含曲线、隧道、坡道阻力等. 考虑到磁浮列车具有较好的爬坡能力，仅考虑由于坡道产生的附加阻力，如式（6）^[5-6].

${F_{\text{a}}} = mg \tan \theta /1\;000,$

(6)

式中：θ为线路坡度的角度，m为列车总质量（T）.

综上，根据牛顿运动学并结合式（1）～（6），建立磁浮列车的运动学模型为

$\left\{ \begin{gathered} \dot s = v, \\ m\dot v = F - {F_{\text{b}}} - {F_{\text{a}}} + D, \\ \end{gathered} \right.$

(7)

式中：s为磁浮列车实时位置，F为牵引/制动力，D为外部扰动.

2. 自抗扰控制器设计

本节设计用于磁浮列车速度状态调整的ADRC控制器. 为便于后续分析，令 $s = {x_1}$ ， $v = {x_2}$ ，磁浮列车二阶控制系统的状态方程为

$\left\{ \begin{gathered} {{\dot x}_1}(t) = {x_2}(t), \\ {{\dot x}_2}(t) = u(t) - f({x_1},{x_2},t) + d(t), \\ \end{gathered} \right.$

(8)

式中：u为系统控制输入，表示磁浮列车在牵引/制动力作用下产生的单位质量加速度；f为列车在外部阻力下的加速度；d为扰动量.

2.1 跟踪微分器（TD）

自抗扰控制的过渡过程由非线性跟踪微分器执行，微分控制器输出目标曲线的跟踪曲线和目标曲线的微分，在一定程度上解决了PID控制存在的快速和超调的矛盾，形式为^[17]

$\left\{ \begin{gathered} {v_1}(t + 1) = {v_1}(t) + h{v_2}(t), \\ {v_2}(t + 1) = {v_2}(t) + h {\text{fst}}({v_1}(t) - {v_{\mathrm{r}}}(t),{v_2}(t),\delta ,{h_0}), \\ \end{gathered} \right.$

(9)

式中：v₁为输出的跟踪值，v_r为输入参考值；v₂为v₁的微分；h为采样周期；δ为跟踪速度因子，其值的大小决定跟踪速度的快慢；h₀为滤波因子，用于抑制v₁（k）产生过大超调fst（·）为最速控制综合函数，如式（10）.

$\begin{split} &{\text{fst}}({v_1}(k) - {v_{\mathrm{r}}}(k),{v_2}(k),\delta ,{h_0})= \\ &\quad - \left\{ \begin{gathered} \delta {\text{sign}}(a),\quad |a| > d, \\ \delta \frac{a}{d},\quad |a| \leqslant d, \\ \end{gathered} \right. \end{split}$

(10)

$a = \left\{ \begin{gathered} {v_2} + \frac{{({a_0} - d)}}{2}{\text{sign}}(w),\quad \left| w \right| > {d_0}, \\ {v_2} + \frac{w}{{{h_0}}},\quad \left| w \right| \leqslant {d_0}, \\ \end{gathered} \right.$

(11)

式中： $d = \delta {h_0} ,\; {d_0} = {h_0}d ,\; w = ({v_1} - {v_r}) + {h_0}{v_2} ,\; {a_0} = \sqrt {{d^2} + 8\delta |s|}$ .

2.2 扩张状态观测器（ESO）

（1） ESO设计形式

ESO将系统不确定项和外扰视为扩张状态，基于系统的输入和输出信息实时估计无法直接测量的状态，进而利用控制律有效抵消这些扰动对系统控制性能的影响.

将模型（8）中的 $d(t) - f({x_1},{x_2},t)$ 视为扩张状态 ${x_3}$ ，并令 ${\dot x_3}(t) = \omega (t)$ ，模型（8）扩张为三阶系统：

$\left\{ \begin{gathered} {{\dot x}_1}(t) = {x_2}(t), \\ {{\dot x}_2}(t) = u(t) + {x_3}(t), \\ {{\dot x}_3}(t) = \omega (t), \\ y(t) = {x_1}(t), \\ \end{gathered} \right.$

(12)

针对系统（12），设计三阶ESO形式为

$\left\{ \begin{gathered} {e_1} = {{\textit{z}}_1} - y, \\ {{\dot {\textit{z}}}_1} = {{\textit{z}}_2} - {\beta _1}{e_1}, \\ {{\dot {\textit{z}}}_2} = {{\textit{z}}_3} - {\beta _2}{\text{fal}}({e_1},\alpha ,\tau ) + u(t), \\ {{\dot {\textit{z}}}_3} = - {\beta _3}{\text{fal}}({e_1},\alpha ,\tau ), \\ \end{gathered} \right.$

(13)

式中：e₁为状态误差；α为一个幂指数， $0 < \alpha < 1$ ； $\tau$ 为线性区间长度， $0 < \tau < 1$ ；z₁、z₂、z₃为观测器状态； ${\beta _1}$ 、 ${\beta _2}$ 、 ${\beta _3}$ 为待设计观测器增益；fal（·）为一个非线性函数，用于削弱在切换区间由高增益产生的抖振，如式（14）.

${\text{fal}}({e_1},\alpha ,\tau ) = \left\{ \begin{gathered} \frac{{{e_1}}}{{{\tau ^{1 - \alpha }}}},\quad \left| {{e_1}} \right| \leqslant \tau \\ {\left| {{e_1}} \right|^\alpha }{\text{sign}}({e_1}),\quad \left| {{e_1}} \right| > \tau \\ \end{gathered} \right.$

(14)

式中： $\tau$ 为线性区间长度， $0 < \tau < 1$ ， $0 < \alpha < 1$ .

2） 收敛性分析

ESO观测误差系统为

$\left\{ \begin{gathered} {e_1} = {{\textit{z}}_1} - y, \\ {{\dot e}_1} = {e_2} - {\beta _1}{e_1}, \\ {{\dot e}_2} = {e_3} - {\beta _2}{\text{fal}}({e_1},\alpha ,\tau ), \\ {{\dot e}_3} = \omega (t) - {\beta _3}{\text{fal}}({e_1},\alpha ,\tau ). \\ \end{gathered} \right.$

(15)

令 ${\boldsymbol{e}} = {\left[ {\begin{array}{*{20}{c}} {{e_1}}&{{e_2}}&{{e_3}} \end{array}} \right]^{\text{T}}}$ ，将式（15）在零平衡点的状态表示为矩阵形式，如式（17）.

$\dot {\boldsymbol{e}} = - {\boldsymbol{A}}(e){\boldsymbol{e}},$

(16)

式中：

${\boldsymbol{A}}(e) = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} {{\beta _1}}&{ - 1}&0 \\ {{\beta _2}\dfrac{{{\text{fal}}({e_1},\alpha ,\tau )}}{{{e_1}}}}&0&{ - 1} \\ {{\beta _3}\dfrac{{{\text{fal}}({e_1},\alpha ,\tau )}}{{{e_1}}}}&0&0 \end{array}} \right].$

(17)

令 $F = \dfrac{{{\text{fal}}({e_1},\alpha ,\tau )}}{{{e_1}}}$ ，显然 $F > 0$ . 令 $B = {\beta _1}{\beta _2} - {\beta _3}$ ，当满足 $B > 0$ 时，可得主对角线元素均为正的矩阵 ${\boldsymbol{D}}$ ，使 ${\boldsymbol{DA}}(e)$ 为对称正定矩阵：

${\boldsymbol{D}} = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} 1&{\dfrac{{{\beta _2}}}{B} + {\sigma _1}}&{ - \delta } \\ { - \dfrac{{{\beta _2}}}{B} - {\sigma _1}}&\delta &{\dfrac{1}{{BF}} + {\sigma _2}} \\ \delta &{ - \dfrac{1}{{BF}} - {\sigma _2}}&\delta \end{array}} \right],$

(18)

式中： $\delta$ 为无穷小的正数， ${\sigma _1}$ 、 ${\sigma _2}$ 为关于 $\delta$ 的接近0的值.

取误差系统式（16）的Lyapunov函数为

$V(t) = \int_0^t {( - {{\dot {\boldsymbol{e}}}^{\text{T}}}{\boldsymbol{D}}\dot {\boldsymbol{e}}){\text{d}}\tau } + {C_0},$

(19)

式中： ${C_0}$ 为常数.

将式（18）展开可得

$\begin{split} & V(t) = \int_0^t { - {{({\boldsymbol{A}}(e){\boldsymbol{e}})}^{\text{T}}}{\boldsymbol{D}}({\boldsymbol{A}}(e){\boldsymbol{e}}){\text{d}}\tau } + {C_0}= \\ &\quad \int_0^t [ - {({\beta _1}{e_1} - {e_2})^2} - \delta {({\beta _2}F - {e_3})^2} - \delta {({\beta _3}F)^2}{\text{]d}}\tau + {C_0} . \end{split}$

(20)

由于 $\delta \to 0$ ，进一步有

$V(t) \approx {C_0} - \int_0^t {{{({\beta _1}{e_1} - {e_2})}^2}{\text{d}}\tau }.$

(21)

在平衡点处， $\displaystyle\int_0^t {{{({\beta _1}{e_1} - {e_2})}^2}{\text{d}}\tau }$ 有界，故选取合适的 ${C_0}$ 可保证 $V(t) > 0$ .

对 $V(t)$ 求导，有

$\begin{split} & \dot V(t) = - {({\beta _1}{e_1} - {e_2})^2} - \delta {({\beta _2}F - {e_3})^2}- \\ &\quad \delta {({\beta _3}F)^2} \leqslant 0. \end{split}$

(22)

当且仅当 ${\boldsymbol{e}} = {\boldsymbol{0}}$ 时， $\dot V(t) = 0$ . 由式（21）、（22）可知，当 $B > 0$ 时，系统在平衡点处渐进稳定. 即观测器增益均为正数且满足 ${\beta _1}{\beta _2} - {\beta _3} > 0$ ，ESO关于平衡点渐进稳定.

2.3 误差反馈控制律（NLSEF）

依据“大误差小增益，小误差大增益”的工程思想，ADRC的误差反馈控制律实际上是对PID线性加权控制的一种改进. 本文设计的误差反馈控制律表达式为

$\left\{ \begin{gathered} {\varepsilon _1} = {v_1} - {{\textit{z}}_1}, \\ {\varepsilon _2} = {v_2} - {{\textit{z}}_2}, \\ {u_0} = {k_{\text{p}}}{\varepsilon _1} + {k_{\text{d}}}{\varepsilon _2}, \\ u = {u_0} - {{\textit{z}}_3}, \\ \end{gathered} \right.$

(23)

式中： ${k_{\text{p}}}$ 和 ${k_{\text{d}}}$ 均为待设计控制参数， ${u_0}$ 为NLSEF输出控制量.

综上，磁浮列车ADRC控制结构如图1所示.

图 1 磁浮列车MPGA-ADRC控制框架

Figure 1. MPGA-ADRC frame of maglev train

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3. 基于基于多种群遗传算法（MPGA）的ADRC参数整定

ADRC涉及多个控制环节，其中ESO起到状态观测和扰动估计的作用，而NLSEF是实现误差反馈控制和扰动补偿的重要环节. ADRC控制参数众多，传统ADRC利用工程经验或人工手动调参，难以取得最优控制效果. 为此，本节提出基于多种群遗传算法（MPGA）的参数整定方法，利用MPGA对ESO参数 ${\beta _1}$ 、 ${\beta _2}$ 、 ${\beta _3}$ 以及NLSEF参数 ${k_{\text{p}}}$ 、 ${k_{\text{d}}}$ 进行综合整定，选择最优的控制器参数组，从而提升ADRC的控制精度，实现控制参数的自动整定优化.

3.1 MPGA原理

MPGA通过改善种群间交互方式提升算法寻优效率和收敛速度，是对标准遗传算法（SGA）的改进. 具体来说，MPGA通过引入移民算子的迁移机制，将当前群中适应度最优的个体替换子代种群中适应度最差的个体，促进种间的群协同进化；进一步利用人工选择算子将适应度最优的个体保存至精英种群，避免进化过程中最优个体丢失. MPGA算法原理如图2所示.

图 2 MPGA算法原理

Figure 2. Principle of MPGA

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3.2 MPGA参数设定

1）适应度函数.

以速度追踪误差的时间积分作为目标函数的一个子项，保证列车停车精度和精确跟踪参考速度曲线；在约束系统误差的同时，还应避免控制量过大，兼顾执行机构的输出能力. 结合对追踪误差和控制量的限制，选取式（24）形式的目标函数：

${J_{{\text{ADRC}}}}{\text{ = }}\int_0^{{t_s}} {{\omega _1}\left| {e(t)} \right|{\text{ + }}{\omega _2}\left| {u(t)} \right|{\text{d}t}},$

(24)

式中： $e(t) = y(t) - {v_{\mathrm{r}}}(t)$ ； ${\omega _1}$ 和 ${\omega _2}$ 均为加权值，本文选取 ${\omega _1} = 0.9$ ， ${\omega _2} = 0.1$ ；t_s为仿真运行结束时刻.

计算过程中对变量进行归一化处理，将原始值划归至[0,1]内，归一化算法为

$p(i) = \frac{{\hat p(i) - \mathop {\min }\limits_{1 \leqslant i \leqslant n} \hat p(i)}}{{\mathop {\max }\limits_{1 \leqslant i \leqslant n} \hat p(i) - \mathop {\min }\limits_{1 \leqslant i \leqslant n} \hat p(i)}},$

(25)

式中： $\hat p(i)$ 为原始 $e(i)$ 或 $u(i)$ 数据， $e(i)$ 和 $u(i)$ 分别第i个数据的误差和控制律；n为仿真生成的总数据数量.

目标函数值越小，代表种群中个体的适应度越高. 选取目标函数倒数作为MPGA适应度函数：

$f = \frac{1}{{{J_{{\text{ADRC}}}}}}.$

(26)

2）交叉和变异概率

传统遗传算法采用固定交叉和变异概率，较大的交叉概率虽然能提高交叉操作的速度，但会降低算法的寻优效率；采用较小的概率可能会过早地陷入局部最优解. 针对这一矛盾，MPGA的解决方法是令每个种群在一定范围内随机生成交叉和变异概率，如式（27）.

$\left\{ \begin{gathered} {P_{\text{c}}}(q) = {p_{{\text{c0}}}} + {p_{{\text{cn}}}}(q), \\ {P_{\text{m}}}(q) = {p_{{\text{m0}}}} + {p_{{\text{mn}}}}(q), \\ \end{gathered} \right.$

(27)

式中： ${P_{\text{c}}}(q)$ 为第q个种群的交叉概率，设置固定值 ${p_{{\text{c0}}}} = 0.7$ ， ${p_{{\text{cn}}}}(q) \in [0,0.2]$ ， ${P_{\text{m}}}(q)$ 为第q个种群的变异概率， ${p_{{\text{m0}}}} = 0.01$ ， ${p_{{\text{mn}}}}(q) \in [0,0.04]$ .

3）种群和个体数量

种群规模过小会导致收敛过快而陷入局部最优解，规模设定过大可能导致运算效率低，长时间内难以收敛到最优解. 综合考虑算法效率和寻优性能，设定种群数量为 20，种群中个体数量为50.

4）迭代精度

以最优个体保持代数为算法结束判据，即连续若干代种群的精英个体没有显著改善，则可认为算法已经达到最优解. 本文设定连续10代相同即判定寻优结束.

3.3 MPGA流程

根据 MPGA原理及磁浮列车ADRC控制结构建立算法流程. 具体规则如下：

步骤1　初始化. 设定种群和个体数量，确定待优化参数取值范围并对其染色体基因编码，创建初始种群.

步骤2　适应度计算. 调用磁浮列车ADRC模型，根据控制器输出和误差量，代入目标函数计算各初始种群个体的适应度.

步骤3　选择交叉、变异. 采用轮盘赌选择方式选取种群中适应度较优的2个个体，然后依据本种群的交叉概率对选择的个体进行重组生成子代，最后根据变异概率对该子代个体进行相应的变异生成新子代.

步骤4　移民. 周期性地选取当前种群中适应度高的个体移民至相邻种群.

步骤5　人工选择. 利用选择算子并将各种群中最优个体引入精英种群.

步骤6　算法结束. 若精英种群中新子代与上代最优个体之间连续10代无变化，则结束算法，输出最优个体，否则转步骤 2.

3.4 收敛性分析

通过上述分析可知，MPGA能够在有限迭代次数内搜索全局最优解，下面从数学上分析这一推测的正确性^[18-19].

设式（26）存在l个不同极大值点，根据适应度大小排列为

$f({X_1}) < f({X_2}) < \cdots < f({X_l}).$

(28)

假设目前处于状态 ${X_a}$ ，定义

$X_a^ + = \left\{ {X|f(X) > f({X_a})} \right\}.$

(29)

由于对任意个体进行有限次变异能够实现解空间的遍历搜索，因此

$P({X_a} \to X_a^ + {\text{)}} \geqslant P({X_b} \to X_b^ + {\text{)}} > {\text{0 }}(b > a) \text{，}$

(30)

式中：P为概率.

也就是说，当前状态为非全局最大值时，MPGA能够在有限步内实现由当前状态向存在更大极值点区域的定向转移. 由于局部极大值点的数恒少于其状态数，故MPGA可保证在有限步内搜索问题的全局最优解.

3.5 优化结果

依据3.3与3.4节设定的参数和流程运行MPGA，并与标准遗传算法进行对比. 设置SGA迭代次数为50，在达到迭代次数后即终止运行. 2种算法分别运行3次，结果如图3所示，并将图3的结果记录于表1. 由图4可知：MPGA运行3次得到的最优适应度值完全一致，在第15代左右开始收敛，保持代数达到10后停止运行，平均运行次数为24；SGA在接近最大迭代次数时算法仍然未达到稳定，且3次运行得到的最优适应度值均不相同，最优结果略小于MPGA. 这说明MPGA相比SGA具有更好的稳定性，兼顾了局部搜索效率和全局搜索效率.

表 1 算法效果对比

Table 1. Comparison of algorithm effects

运行次数	MPGA		SGA
运行次数	迭代次数/次	最优值	迭代次数/次	最优值
第1次	27	0.0776	50	0.0769
第2次	25	0.0776	50	0.0776
第3次	21	0.0776	50	0.0764

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图 3 适应度变化过程

Figure 3. Change process of fitness

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记录MPGA第1次运行时的参数调整过程，如所示. 在适应度迭代过程中控制参数不断地进行优化，经过27次迭代，得到最优控制器参数组合： ${\beta _1} = 1009.3$ ， ${\beta _2} = 1559.7$ ， ${\beta _3} = 4397.3$ ， ${k_{\text{p}}} = 17.3$ ， ${k_{\text{d}}} = 14.8$ .

图 4 参数调整过程

Figure 4. Process of parameters’ adjustment

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4. 数值仿真

本节利用数字仿真软件验证基于多种群遗传算法参数优化的自抗扰控制器（MPGA-ADRC）对磁浮列车速度跟踪控制的效果. MPGA-ADRC速度控制结构如图5所示. MPGA-ADRC控制参数如表2所示. 该结构主要包括MPGA-ADRC控制器以及磁浮列车纵向动力学模型，其中纵向动力学模型包括速度响应特性、运行阻力模型以及扰动模型.

图 5 基于MPGA-ADRC的磁浮列车速度控制结构

Figure 5. Speed control structure of maglev train based on MPGA-ADRC

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表 2 MPGA-ADRC控制参数

Table 2. Control parameters of MPGA-ADRC

名称	控制参数
TD	$\delta = 0.9$ ， $h = 0.01$ ， ${h_0} = 0.011$
ESO	$\alpha = 0.5$ ， $\tau = 0.01$ ， ${\beta _1} = 1\;009.3$ ， ${\beta _2} = 1\;559.7$ ， ${\beta _3} = 4\;397.3$
NLSEF	${k_{\text{p}}} = 17.3$ ， ${k_{\text{d}}} = 14.8$

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4.1 相关参数设置

为验证算法对实际线路的控制效果，采用唐山磁浮ATO运行曲线作为目标速度曲线验证外部扰动下MPGA-ADRC的鲁棒性，ATO曲线如图6.

图 6 唐山线固定限速曲线及ATO跟踪曲线

Figure 6. Fixed speed limit curve and ATO tracking curve of Tangshan Line

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线路扰动设置如下：1）在运行全程加入功率谱密度为0.1、采样时间为0.1 s的白噪声，模拟磁浮列车受到的内部干扰. 2）在列车运行至330 m处加入幅值为1、脉冲宽度为0.5 s的矩形方波，用于模拟列车在巡航阶段和停车制动阶段受到突发外部扰动.

4.2 实验结果

为验证MPGA-ADRC的控制效果，在外部扰动设置相同的条件下，进行2组对比实验.

1）采用经典遗传算法进行参数整定的自抗扰控制方法（GA-ADRC）. ESO和NLSEF参数选取3.5节第3次SGA整定得到的结果： ${\beta _1} = 1\;339.1$ ， ${\beta _2} = 1\;112.5$ ， ${\beta _3} = 4\;461.1$ ， ${k_{\text{p}}} = 15.8$ ， ${k_{\text{d}}} = 14.9$ ，其余参数与表2相同.

2）文献[20]基于仿真步长设置参数的传统自抗扰控制（ADRC），ESO参数整定规则如下：

$\left\{ \begin{gathered} {\beta _1} = 1/h, \\ {\beta _1} = 1/0.3{h^{0.9}}, \\ {\beta _1} = 1/14{h^{1.6}}. \\ \end{gathered} \right.$

(31)

误差反馈控制律与文献[20]中相同，其余参数与表2一致.

利用3种控制算法对磁浮列车ATO速度曲线进行追踪，仿真结果见图7～9. 基于MPGA-ADRC控制器的磁浮列车实际速度曲线整体贴合参考速度曲线，未出现超调量过大的现象，追踪误差主要存在于启动和速度切换阶段，且速度跟踪误差保持在（−0.32, 0.18）m/s，误差范围小于1.05%，能够满足准点运行和精确停车的实际工程需求. 由于GA会陷入局部最优解未成熟收敛现象，故相较于MPGA-ADRC误差曲线波动更为明显，但总体控制效果优于传统ADRC. 在传统ADRC控制下，磁浮列车运行速度追踪曲线波动更大，且响应过程更长，难以保证列车的准点运行，降低了乘坐舒适性. 此外，列车受到突发扰动时，通过上述3种控制策略均能快速消除扰动对系统造成的影响，体现了ADRC的抗干扰能力.

图 7 对唐山线的跟踪效果

Figure 7. Tracking effect of Tangshan Line

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图 8 速度跟踪误差

Figure 8. Speed tracking errors

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图 9 加速度误差

Figure 9. Acceleration errors

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采用均方根误差（RMSE，E_RMSE）对以上3种方法的速度和加速度控制性能进行定量评价，RMSE计算式为

$E_{\text{RMSE}} = \sqrt {\frac{1}{N}\sum\limits_{i = 1}^n {{{({{\hat x}_i} - {x_i})}^2}} },$

(32)

式中： ${\hat x_i}$ 为第 $i$ 个数据的参考值， ${x_i}$ 为实际值，

算法性能对比结果如表3所示. 相较于GA-ADRC与传统ADRC，MPGA-ADRC控制精度分别提升12.3%和22.7%，速度跟踪平稳性分别提升13.5%和25.6%.

表 3 控制器性能比较

Table 3. Comparison of controllers performance

名称	最大速度误差（m·s⁻¹）	速度RMSE（m·s⁻¹）	加速度RMSE（m·s⁻²）
ADRC	0.4841	0.1468	0.1320
GA-ADRC	0.4211	0.1294	0.1135
MPGA-ADRC	0.3109	0.1135	0.0982

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图10、11展示了ESO对运行状态x₁、x₂、x₃的观测效果. 观测结果和实际值相差较小，为整体的速度控制精度提供了保证.

图 10 ESO观测效果

Figure 10. Observation effect of ESO

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图 11 ESO观测误差

Figure 11. Observation errors of ESO

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5. 结　论

1）本文提出一种MPGA-ADRC磁浮列车速度自动控制方法，基于纵向动力学模型设计ADRC控制结构，结合分离性原理引入MPGA算法实现控制器参数优化，使磁浮列车较平稳且无超调地跟踪目标速度曲线，提高了磁浮列车速度跟踪精度的同时克服了自抗扰控制参数多、整定难的问题.

2）与传统ADRC相比，基于MPGA-ADRC的控制策略不再依赖工程经验整定参数，跟踪精度更高、响应速度更快，对外界扰动具更较强的鲁棒性，有利于实现复杂运行环境下磁浮列车的安全平稳和准点运行.

图 1 榫卯混合接头构造

Figure 1. Mortise-tenon joint structure

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图 2 试件构造

Figure 2. Structure of specimen

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图 3 加载设备示意

Figure 3. Loading equipment

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图 4 有限元数值计算模型

Figure 4. Finite element numerical calculation model

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图 5 C30混凝土材料本构曲线

Figure 5. Constitutive curve of C30 concrete material

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图 6 ECC材料本构曲线

Figure 6. ECC material constitutive curve

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图 7 钢筋材料本构曲线

Figure 7. Constitutive curve of steel bar material

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图 8 有限元模拟结果与试验破坏形态对比

Figure 8. Comparison of damage modes between finite element simulation and experiment

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图 9 部分试件滞回曲线对比

Figure 9. Comparison of hysteretic curves of some specimens

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图 10 滞回曲线对比与有限元模型

Figure 10. Hysteresis curves comparison and finite element model

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图 11 不同ECC段高度的骨架曲线

Figure 11. Skeleton curves with different ECC section heights

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图 12 不同凹槽深度的骨架曲线

Figure 12. Skeleton curves with different depths of groove

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图 13 不同轴压比的骨架曲线

Figure 13. Skeleton curves with different axial compression ratios

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图 14 屈服状态下受力分析

Figure 14. Force analysis under yield state

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图 15 屈服位移对比

Figure 15. Comparison of yield displacements

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图 16 屈服荷载对比

Figure 16. Comparison of yield loads

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图 17 峰值荷载状态下受力分析

Figure 17. Force analysis under peak load state

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图 18 峰值荷载对比

Figure 18. Comparison of peak loads

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图 19 混合连接装配式RC桥墩曲率分布

Figure 19. Curvature distribution of hybrid-connected assembled RC bridge pier

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图 20 峰值位移对比

Figure 20. Comparison of peak displacements

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图 21 极限位移对比

Figure 21. Comparison of ultimate displacements

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图 22 恢复力模型

Figure 22. Restoring force model

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图 23 HT-1试件试验结果与恢复力模型计算结果对比

Figure 23. Comparison between test results of HT-1 specimen and calculation results of restoring force model

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表 1 不同ECC段高度的特征值

Table 1. Eigenvalues of different ECC section heights

编号	ECC 厚度/ mm	P_y/kN	Δ_y/mm	P_max/kN	Δ_max/ mm	Δ_u/mm	µ_u
H1	100	90.5	4.5	103.9	20	48.9	10.9
H2	150	91.8	4.8	108.4	24	56.7	11.9
H3	200	92.1	5.2	112.4	24	65.6	12.6
H4	250	93.8	5.4	113.8	24	71.5	13.4
H5	300	93.5	5.4	114.5	24	75.3	13.9

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表 2 不同凹槽深度的特征值

Table 2. Eigenvalues of different depths of groove

编号	凹槽深度/ mm	P_y/kN	Δ_y/mm	P_max/kN	Δ_max/mm	Δ_u/mm	µ_u
D1	100	97.3	5.4	118.7	20	59.0	11.0
D2	150	92.1	5.2	112.4	24	65.6	12.6
D3	200	92.4	6.6	113.9	24	47.8	7.2
D4	250	93.0	6.3	112.8	24	46.4	7.3
D5	300	89.4	6.0	110.3	24	45.2	7.6

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表 3 不同轴压比的特征值

Table 3. Eigenvalues of different axial compression ratios

编号	轴压比	P_y/kN	Δ_y/mm	P_max/kN	Δ_max/mm	Δ_u/mm	µ_u
C1	0.10	71.4	5.2	89.3	24	74.9	14.5
C2	0.15	83.5	5.2	103.7	24	71.6	13.8
C3	0.20	92.1	5.2	112.4	24	65.6	12.6
C4	0.25	104.4	5.4	126.8	24	51.7	9.5
C5	0.30	115.2	5.8	136.1	24	45.3	7.8

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参考文献(17)

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1. 磁浮列车运动学模型描述
1.1 牵引制动力
1.2 运行阻力
2. 自抗扰控制器设计
2.1 跟踪微分器（TD）
2.2 扩张状态观测器（ESO）
2.3 误差反馈控制律（NLSEF）
3. 基于基于多种群遗传算法（MPGA）的ADRC参数整定
3.1 MPGA原理
3.2 MPGA参数设定
3.3 MPGA流程
3.4 收敛性分析
3.5 优化结果
4. 数值仿真
4.1 相关参数设置
4.2 实验结果
5. 结　论

1. 磁浮列车运动学模型描述
1.1 牵引制动力
1.2 运行阻力
2. 自抗扰控制器设计
2.1 跟踪微分器（TD）
2.2 扩张状态观测器（ESO）
2.3 误差反馈控制律（NLSEF）
3. 基于基于多种群遗传算法（MPGA）的ADRC参数整定
3.1 MPGA原理
3.2 MPGA参数设定
3.3 MPGA流程
3.4 收敛性分析
3.5 优化结果
4. 数值仿真
4.1 相关参数设置
4.2 实验结果
5. 结　论

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ECC和预制榫卯混合连接装配式桥墩抗震试验及计算方法

doi: 10.3969/j.issn.0258-2724.20230040

作者简介: 林上顺（1972—），男，教授，博士，研究方向为预制拼装桥梁，E-mail：578982122@qq.com

计量

出版历程

Seismic Testing and Calculation Method of Assembled Bridge Piers with Hybrid Connection of Engineered Cementitious Composites and Assembled Mortise-Tenon Joints

1. 磁浮列车运动学模型描述

1.1 牵引制动力

1.2 运行阻力

2. 自抗扰控制器设计

2.1 跟踪微分器（TD）

2.2 扩张状态观测器（ESO）

2.3 误差反馈控制律（NLSEF）

3. 基于基于多种群遗传算法（MPGA）的ADRC参数整定

3.1 MPGA原理

3.2 MPGA参数设定

3.3 MPGA流程

3.4 收敛性分析

3.5 优化结果

4. 数值仿真

4.1 相关参数设置

4.2 实验结果

5. 结 论

计量

出版历程

目录

1. 磁浮列车运动学模型描述

1.1 牵引制动力

1.2 运行阻力

2. 自抗扰控制器设计

2.1 跟踪微分器（TD）

2.2 扩张状态观测器（ESO）

2.3 误差反馈控制律（NLSEF）

3. 基于基于多种群遗传算法（MPGA）的ADRC参数整定

3.1 MPGA原理

3.2 MPGA参数设定

3.3 MPGA流程

3.4 收敛性分析

3.5 优化结果

4. 数值仿真

4.1 相关参数设置

4.2 实验结果

5. 结 论

作者简介:
林上顺（1972—），男，教授，博士，研究方向为预制拼装桥梁，E-mail：578982122@qq.com

5. 结　论

5. 结　论