磁浮车间隙传感器无线供电与信号同步传输方法

靖永志; 冯伟; 王森; 谯柯; 鲁林海

doi:10.3969/j.issn.0258-2724.20210905

磁浮车间隙传感器无线供电与信号同步传输方法

doi: 10.3969/j.issn.0258-2724.20210905

靖永志^{1, 2,},
冯伟^{1, 2},
王森^{1, 2},
谯柯^{1, 2},
鲁林海^{2, 3}

1.
西南交通大学电气工程学院，四川成都 611756
2.
西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室，四川成都 611756
3.
西南交通大学唐山研究生院，河北唐山 063000

基金项目: 国家自然科学基金（52077183）

详细信息

作者简介:
靖永志（1979—），男，副研究员，研究方向为磁浮列车与磁浮技术、电力电子技术及其应用等，E-mail：jingyongzhi@swjtu.edu.cn

中图分类号: TM724
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出版历程
- 收稿日期: 2021-11-16
- 修回日期: 2022-04-06
- 网络出版日期: 2023-06-08
- 刊出日期: 2022-10-14

Simultaneous Wireless Power Supply and Signal Transmission Method for Maglev Vehicle Gap Sensors

JING Yongzhi^{1, 2
,},
FENG Wei^{1, 2},
WANG Sen^{1, 2},
QIAO Ke^{1, 2},
LU Linhai^{2, 3}

1.
School of Electrical Engineering, Southwest Jiaotong University, Chengdu 611756, China
2.
MOE Key Laboratory of Maglev Technology and Maglev Train, Southwest Jiaotong University, Chengdu 611756, China
3.
Tangshan Graduate School, Southwest Jiaotong University, Tangshan 063000, China

摘要

摘要:
为满足磁浮车悬浮间隙传感器在供电和信号传输方面的需求，提出了一种无线电能与信号全双工同步传输方法. 首先，建立悬浮间隙传感器无线能量与信号全双工同步传输系统，在能量回路中采用S/LCC补偿结构以实现稳压效果，并在信号接收回路采用LC并联支路抑制同侧信号载波干扰；其次，对系统电能传输特性和信号传输特性进行了分析；然后，重点分析了信号传输电压增益、能量传输对信号传输的干扰以及双向信号传输之间的串扰，得出系统参数对系统传输特性影响的规律；最后，搭建20 W的实验平台进行实验验证. 实验结果表明：信号接收回路中采用的LC并联支路可有效消除信号之间的串扰，能量传输对信号传输影响较小，验证了所提拓扑结构可实现无线供电、传感器控制指令下发以及间隙信号上传的全双工同步传输.
- 无线电能传输 /
- 共享通道传输 /
- 全双工通信 /
- 间隙传感器
Abstract:
In order to meet the demand for power supply and signal transmission for maglev vehicle gap sensors, a full-duplex simultaneous wireless power and signal transmission (SWPST) method was proposed. Firstly, the full-duplex SWPST system of the maglev gap sensors was established. The S/LCC compensation structure was adopted in the power circuit to stabilize the voltage, and the LC parallel branch was used in the signal receiving circuit to suppress ipsilateral signal carrier interference. Secondly, the power and signal transmission characteristics of the system were analyzed respectively. Then, the voltage gain of signal transmission, the interference of power transmission on signal transmission, and the crosstalk between bidirectional signal transmission were analyzed. In addition, some laws about the influence of system parameters on the transmission characteristics of the system were obtained. Finally, an experimental platform of 20 W was built. The experimental results show that the LC parallel branch in the signal receiving circuit can effectively eliminate the crosstalk between signals, and power transmission has less impact on signal transmission. It is verified that the proposed topology can realize wireless power supply and full-duplex simultaneous transmission of distributing control commands and uploading gap signals for the sensors.
- wireless power transmission /
- shared channel transmission /
- full-duplex communication /
- gap sensor

HTML全文

磁浮列车与轨道之间无直接的机械接触，且具有振动和噪声低、运行平稳、爬坡能力强等优点，受到多个国家的关注和持续研究^[1]. 悬浮系统使磁浮列车稳定悬浮在额定间隙，间隙传感器作为悬浮系统的重要部件用以检测电磁铁与轨道之间的距离，间隙传感器将间隙信号实时、高速、稳定地传输给悬浮控制器，而在检测和维修时，悬浮控制器需要传输控制指令给间隙传感器. 传统的悬浮系统通过航空级连接器及电缆连接间隙传感器与悬浮控制器以实现供电及信号双向的有线传输. 间隙传感器安装于车体最底部，工况恶劣，车体震动容易使连接器松动导致传感器失效；同时，间隙传感器作为易损部件需要经常检测及更换，传统的有线连接可靠性低，检修与更换操作不便. 无线电能传输技术因其具有供电灵活、安全稳定等优点得到广泛应用^[2-3]；同时，在一些特殊场合，无线能量与信号同步传输也有相关研究^[4-5]. 因此，研究一种新的间隙传感器无线供电和信号双向同步传输方式具有十分重要的意义.

当前，国内外学者实现无线能量与信号同步传输的方式可分为分离通道式传输和共享通道式传输两种. 分离通道式传输的第1种主要使用额外通信模块，如蓝牙、ZigBee等，这种方法会增加系统的复杂性和成本；第2种是使用额外信号传输线圈^[6]，这种方法可以较好地实现信号高速双向传输，但也增加了系统复杂度，也需要同时考虑多个线圈之间的干扰. 共享通道式传输也主要分为两种：1）第1种是能量波调制法^[7-8]，能量波是完成电能传输的高频交流电，该方法将信号特征加在能量波上，通过能量波的变化表征信号. 这种方法实现简单，但信号传输速率受能量载波频率的限制，传输速率一般只能达到几kb/s及以下；另一方面，由于改变了能量波的特征，传输信号对能量影响也较大. 2）第2种方法是高频信号载波调制法，将包含信号特征的高频载波注入到能量波上，实现同步传输，这种方法信号传输速率不受能量影响，传输速率较高，而且信号对能量的干扰远小于能量波调制法. 因此，上述4种方法中，高频载波调制法得到越来越多的研究.

高频信号载波调制方法研究的传输方向以单向为主. 文献[9]采用单线圈双谐振的结构，实现354 W功率传输的同时实现了19.2 kb/s的反向信号传输. 文献[10]将信号载波以并联形式注入和提取，增大了信号发送功率，但参数配置略复杂. 文献[11]提出一种新型的双谐振结构，可实现50 kb/s的正向信号传输.

针对信号载波调制的全双工传输方面的研究较少，主要集中在新的拓扑结构以实现全双工通信. 文献[12]提出一种基于FFT（快速傅里叶变换）运算的频域解调方法，解决了低频电能串扰对信号解调的干扰问题，实现了双向信号的实时解调，但解调方案相比于传统的非相干解调略复杂. 文献[13]设计了一对全双工器以分离传输和接收的数据信号，可抑制信号之间的串扰. 文献[14]采用频分复用技术实现全双工，该方法实现效果较好，但控制方法较为复杂.

本文提出一种应用于悬浮间隙传感器的无线能量与信号全双工传输方法，该方法便于实现，利用耦合线圈替代了昂贵的航空级连接器及电缆，避免了连接器松动等问题，提高了系统可靠性，且具有输出电压稳定、维护方便等优点. 该系统能量回路采用S/LCC补偿结构，信号传输采用高频载波调制法，由紧耦合变压器将调制后高频载波注入到能量波上，实现能量和信号同步传输. 该系统采用LC并联支路抑制两个信号载波之间的串扰，推导出电路其他部分参数配置，理论验证了此方法的可行性；与其他全双工通信技术相比，该方法只需在信号接收回路增加一组LC并联支路，电路简单方便，实现了传感器无线供电及信号全双工同步传输.

1. 系统结构

所提出的间隙传感器无线能量与信号全双工同步传输系统如图1所示. 该电路由控制器中的能量发送回路、传感器中的能量接收回路、信号发送回路和信号接收回路组成，系统原边和副边各有一个信号发送和信号接收回路，实现信号的双向传输. 图1中将各回路进行编号，能量发送、能量接收、原边信号接收、原边信号发送、副边信号发送和副边信号接收回路分别标记为回路 ①、②、③、④、⑤、⑥. 图1中：U_dc为直流输入电压源；U_out为直流输出电压；Q₁～Q₄为逆变电路的MOS管；D₁～D₄为全桥整流电路的二极管；L_p和L_s分别为原边和副边松耦合线圈电感；M为松耦合线圈之间互感；R₁和R₂分别为松耦合线圈及线路等效内阻；C₁为原边串联谐振补偿电容，L₂、C₂、C_s构成副边LCC谐振补偿拓扑；C_w为整流电路后的滤波电容；R_L为负载电阻；U_d1和U_d2分别为原边和副边调制信号源；L_dt1和L_dt2分别为原边和副边信号注入变压器的自感；M_dt1和M_dt2分别为相应变压器的自感；L_dr1和L_dr2分别为原边和副边信号注入变压器的自感；M_dr1和M_dr2分别为相应变压器的自感；C_d3和C_d4分别为系统原边和副边的信号发送回路补偿电容；R₃和R₄分别为系统原边和副边的信号发送回路补偿电阻；C_d2为原边信号接收回路补偿电容；L_d3为副边信号接收回路补偿电感; C_d1和L_d1构成原边LC并联电路；C_d5和L_d2构成副边LC并联电路；R_d1和R_d2分别为原边和副边信号接收电阻.

图 1 无线能量与信号全双工同步传输系统结构

Figure 1. Structure of simultaneous wireless power and signal full-duplex transmission system

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能量传输回路由直流电源、全桥逆变、S/LCC补偿结构、耦合线圈、二极管整流电路和负载组成. 悬浮控制器给全桥逆变电路提供稳定的直流电源U_dc，整流电路输出U_out为悬浮间隙传感器供电，能量回路采用S/LCC补偿结构，在负载变化不大时可实现较好的稳压效果^[15]. 间隙传感器输出的间隙信号、加速度信号和悬浮控制器发出的控制指令对信号调制电路进行控制，通过紧耦合变压器将包含待传信息的高频载波耦合到能量传输回路中，再通过松耦合线圈传递到另一侧的信号接收端.

电容C₁与电感L_p、L_dt1和L_dr1发生串联谐振，即满足：

${\omega _{\rm{p}}} = 1\bigg/\sqrt {\left( {{L_{\rm{p}}} + {L_{{\rm{dt}}1}} + {L_{{\rm{dr}}1}}} \right){C_1}},$

(1)

式中：ω_p为能量传输频率.

在能量接收回路中，L₂、C₂、C_s、L_dt2和L_dr2构成LCC谐振，满足：

${\omega _{\rm{p}}} = 1\Big/\sqrt {{L_2}{C_2}} = 1\Big/\sqrt {\left( {{L_{\rm{s}}} + {L_{{\rm{dt}}2}} + {L_{{\rm{dr}}2}} - {L_2}} \right){C_{\rm{s}}}}.$

(2)

信号传输采用串联注入式的方式将信号载波耦合到能量传输回路中，将携带数字信息的高频交流信号记为U_d1和U_d2；经谐振回路后，通过紧耦合变压器T_dt2和T_dt4注入能量传输回路，由松耦合线圈L_p及L_s传递到另一侧；再由紧耦合变压器T_dr1和T_dr3提取出混杂着能量和信号载波的复合信号，通过信号解调电路，将高频模拟信号还原为相应的数字信号.

信号正向传输时，也就是从系统原边到系统副边，发送回路中C_d3和L_dt1的串联谐振频率为 ${\omega _{{\rm{d}}1}}$ ，也即是原边信号调制载波频率. 正向传输的解调电路中，为避免两个方向信号传输产生串扰，在副边解调电路增加LC并联支路，即L_d2和C_d5在 ${\omega _{{\rm{d}}2}}$ 处发生并联谐振（ $\omega_{{\rm{d}} 2}$ 为副边信号调制载波频率）. 其相当于一个带阻滤波器，在频率为 $\omega_{{\rm{d}} 2}$ 时阻抗非常大，理想情况下接近于正无穷，副边调制信号在副边解调电路上衰减很大，接收电阻R_d2几乎接收不到同一侧的另一频率信号的干扰；增加电感L_d3，使L_d3、L_d2、C_d5和L_dr2在 $\boldsymbol{\omega}_{{\rm{d}}{1}}$ 处发生串联谐振，如式（3）.

$\left\{ \begin{gathered} {\omega _{{\rm{d}}1}} = 1/\sqrt {{L_{{\rm{dt}}1}}{C_{{\rm{d}}3}}} , \\ {\omega _{{\rm{d}}2}} = 1/\sqrt {{L_{{\rm{d}}2}}{C_{{\rm{d}}5}}} , \\ \left( {1/\left( {{\rm{j}}{\omega _{{\rm{d}}1}}{C_{{\rm{d}}5}}} \right)} \right)//j{\omega _{{\rm{d}}1}}{L_{{\rm{d}}2}} + {\rm{j}}{\omega _{{\rm{d}}1}}\left( {{L_{{\rm{dr}}2}} + {L_{{\rm{d}}3}}} \right) = 0 . \\ \end{gathered} \right.$

(3)

信号反向传输和正向传输时分析完全对称. 副边信号发送回路中C_d4和L_dt2在 $\omega_{{\rm{d}} 2}$ 处发生串联谐振. 原边信号解调电路中，L_d1和C_d1在 ${\omega _{{\rm{d}}1}}$ 处发生并联谐振，使原边发送信号在原边解调电路衰减严重. 同样地，也有L_d1、C_d1、C_d2和L_dr1一起在 $\omega_{{\rm{d}} 2}$ 发生串联谐振. 即有以下关系：

$\left\{ \begin{gathered} {\omega _{{\rm{d}}2}} = 1/\sqrt {{L_{{\rm{dt}}2}}{C_{{\rm{d}}4}}} , \\ {\omega _{{\rm{d}}1}} = 1/\sqrt {{L_{{\rm{d}}1}}{C_{{\rm{d}}1}}}, \\ \left( {1 / \left( {{\rm{j}}{\omega _{{\rm{d}}2}}{C_{{\rm{d}}1}}} \right)} \right) / / {\rm{j}}{\omega _{{\rm{d}}2}}{L_{{\rm{d}}1}} + {\rm{j}}{\omega _{{\rm{d}}2}}{L_{{\rm{dr}}1}} + 1 / \left( {\rm{j}{\omega _{{\rm{d}}2}}{C_{{\rm{d}}2}}} \right) = 0. \\ \end{gathered} \right.$

(4)

2. 电路特性分析

2.1 能量传输特性

能量通道中S/LCC补偿结构具有良好的选频特性，可以采用基波分析法，即不考虑直流全桥逆变产生的高阶次谐波，把电源视为理想的交流源. 二极管整流电路和负载也可进行等效处理，等效之后的负载电阻R_E和等效之前负载电阻R_L满足以下关系：

${R_{\rm{E}}} = {{8{R_{\rm{L}}}} \mathord{\left/ {\vphantom {{8{R_{\rm{L}}}} {\left( {{\pi ^2}} \right)}}} \right. } { {{{\text{π}} ^2}} }}.$

(5)

可将信号回路阻抗反射到能量回路，反射阻抗共包含4部分：原边调制回路反射到能量发送端Z₄₁、原边解调回路到能量发送端Z₃₁、副边调制回路到能量接收端Z₅₂、副边解调回路到能量接收端Z₆₂，其值分别如下：

$\left\{ \begin{gathered} {Z_{41}} = \frac{{{{\left( {{\omega _{\rm{p}}}{M_{{\rm{dt}}1}}} \right)}^2}}}{{{Z_4}}},\\ {Z_{31}} = \frac{{{{\left( {{\omega _{\rm{p}}}{M_{{\rm{dr}}1}}} \right)}^2}}}{{{Z_3}}}, \\ {Z_{52}} = \frac{{{{\left( {{\omega _{\rm{p}}}{M_{{\rm{dt}}2}}} \right)}^2}}}{{{Z_5}}},\\ {Z_{62}} = \frac{{{{\left( {{\omega _{\rm{p}}}{M_{{\rm{dr}}2}}} \right)}^2}}}{{{Z_6}}} , \\ \end{gathered} \right.$

(6)

式中：Z₄、Z₃、Z₅和Z₆分别为各回路自阻抗. 由上文可知，Z₄、Z₃、Z₅和Z₆分别在各自的信号载波频率（ ${\omega _{{\rm{d}}1}}$ 和 ${\omega _{{\rm{d}}2}}$ ）发生串联谐振，而此时的能量谐振频率远小于信号谐振频率，式（6）的4个反射阻抗近似为0，电路可简化为图2. 其中：U_in为逆变电路输出电压源的基波成分；U_o为等效负载两端电压.

图 2 能量传输通道的等效电路

Figure 2. Equivalent circuits for power transmission channel

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简化后的等效电路是一个典型的S/LCC补偿电路，副边回路阻抗Z₂为

${Z_{\text{2}}} = ({\rm{j}}X + {R_{\rm{E}}})//( - {\rm{j}}X) + {\rm{j}}X + {R_2} = {{{X^{\text{2}}}} / {{R_{\rm{E}}}}} + {R_2},$

(7)

式中： $X = {\omega _{\rm{p}}}{L_2}$ .

于是原边阻抗Z₁为

${Z_1} = {{{{\left( {{\omega _{\rm{p}}}M} \right)}^2}} / {{Z_2}}} + {R_1}.$

(8)

原边电流I₁和副边电流I₂的关系为

$\left\{ \begin{gathered} {I_1} = {{{U_{{\rm{in}}}}} / {{Z_1}}} , \\ {I_2} = ({{{\omega _{\rm{p}}}M{I_1})} / {{Z_2}}}. \\ \end{gathered} \right.$

(9)

联立式（7）、（8）和（9），可得输出电压U_o和效率η为

${U}_{{\rm{o}}}=\frac{{\omega }_{{\rm{p}}}{}^{2}M{L}_{2}{U}_{{\rm{in}}}}{\left({({\omega }_{{\rm{p}}}{L}_{2})}^{2}/{R}_{{\rm{E}}} + {R}_{2}\right){R}_{1} + {\left({\omega }_{{\rm{p}}}M\right)}^{2}}\approx \frac{{L}_{2}{U}_{{\rm{in}}}}{M},$

(10)

$\quad\qquad\qquad\begin{array}{l}\eta =\dfrac{{P}_{{\rm{out}}}}{{P}_{{\rm{in}}}}=\dfrac{{U}_{{\rm{out}}}^{2}/{R}_{{\rm{E}}}}{{U}_{{\rm{in}}}{I}_{1}} \text{ }=\dfrac{{\left({\omega }_{{\rm{p}}}M\right)}^{2}{\left({\omega }_{{\rm{p}}}{L}_{2}\right)}^{2}}{\left[\left({\left({\omega }_{{\rm{p}}}{L}_{2}\right)}^{2}/{R}_{{\rm{E}}} + {R}_{2}\right){R}_{1} + {\left({\omega }_{{\rm{p}}}M\right)}^{2}\right]\left({\left({\omega }_{{\rm{p}}}{L}_{2}\right)}^{2} + {R}_{2}{R}_{{\rm{E}}}\right)}.\end{array}$

(11)

由式（10）可以看出：电压增益与补偿电感L₂、互感M和负载电阻R_E有关；当增大R_E时，电压增益略微升高. 两线圈之间传输距离用互感进行描述，互感大致与距离的3次方成反比，在改变线圈距离时，电压增益不是单调变化，输出电压对M求导有：

$\frac{{\partial {U_{\rm{o}}}}}{{\partial M}} = \frac{{a\left( {b{M^2} + c} \right) - 2ab{M^2}}}{{{{(b{M^2} + c)}^2}}},$

(12)

式中： $a = \omega _{\rm{p}}^2{L_2}{U_{{\rm{in}}}}$ ； $b = \omega _{\rm{p}}^2$ ； $c = \left( {{{({\omega _{\rm{p}}}{L_2})}^2}/{R_{\rm{E}}} + {R_2}} \right){R_1}$ .

令式（12）为0，解得 $M = \sqrt {c/b}$ ，此时输出电压最大. 不同负载下，输出电压U_o和效率η与互感M的关系如图3所示.

图 3 输出电压U_o和效率η与互感M 关系

Figure 3. Output voltage U_o and η versus mutual inductance M

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由图3可以看出：互感M逐步增大时，输出电压先增大后减小. 互感值比较小时，输出电压受负载影响较大；互感值比较大时，输出电压几乎不受负载影响，可实现较好的稳压效果. 传输效率η随互感增加呈单调变化趋势，传输距离越近时，互感M越大，其效率越高.

2.2 信号传输特性

为保证信号载波的准确提取和解调，一般需保证信号载波频率高于能量载波频率10倍以上，因此电能谐振网络在信号载波频率下阻抗很大，这会导致信号载波在能量传输回路中大幅衰减.

以信号的反向传输为例，信号由U_d2注入，在接收电阻R_d1提取两端电压 U_dout1，等效电路如图4所示. 分析方法是，将末端接收侧阻抗向电源端等效，各回路自阻抗及反射阻抗为

图 4 信号传输通道等效电路

Figure 4. Equivalent circuits for signal transmission channel

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$\left\{ \begin{gathered} {Z_4} = {R_3} + s{L_{{\rm{dt}}1}} + 1\left/\right.(s{C_{{\rm{d}}2}}), \\ {Z_3} = {R_{{\rm{d}}1}} + s{L_{{\rm{d}}1}}\left/\right.({s^2}{L_{{\rm{d}}1}}{C_{{\rm{d}}1}} + 1) + 1\left/\right.(s{C_{{\rm{d}}2}}) + s{L_{{\rm{dr}}1}}, \\ {Z_{41}} = {{ - {{\left( {sM{_{{\rm{dt}}1}}} \right)}^2}} / {{Z_4}}},\quad{Z_{31}} = - {{{{\left( {sM{{\rm{d}}_{{\rm{r}}1}}} \right)}^2}} / {{Z_3}}}, \\ {Z_1} = 1\left/\right.(s{C_1}) + {R_1} + s{L_p} + {Z_{41}} + {Z_{31}} + s\left( {{L_{{\rm{dt}}1}} + {L_{{\rm{dr}}1}}} \right), \\ {Z_{12}} = - {{{{\left( {sM} \right)}^2}} / {{Z_1}}}, \\ {Z_6} = {R_{{\rm{d}}2}} + s{L_{{\rm{d}}2}}\left/\right.({s^2}{L_{{\rm{d}}2}}{C_{{\rm{d}}5}} + 1) + s\left( {{L_{{\rm{d}}3}} + {L_{{\rm{dr}}2}}} \right), \\ {Z_{62}} = {{ - {{\left( {s{M_{{\rm{dr}}2}}} \right)}^2}} / {{Z_6}}} , \\ {Z_2} = {R_2} + 1/(s{C_{\rm{s}}}) + 1\left/\right.(s{C_2}) + s\left( {{L_{{\rm{dt}}2}} + {L_{{\rm{dr}}2}}} \right) + {Z_{12}} + {Z_{62}}, \\ {Z_{25}} = {{ - {{\left( {s{M_{{\rm{dt}}2}}} \right)}^2}} / {{Z_2}}} , \\ {Z_5} = s{L_{{\rm{dt}}2}} + 1\left/\right.(s{C_{{\rm{d}}4}}) + {R_4} + {Z_{25}}， \\ \end{gathered} \right.$

(13)

式中：s为拉普拉斯算子；Z_i为回路i的自阻抗；Z_ij为回路i反射到回路j的反射阻抗.

信号反向传输途径只经过回路⑤→②→①→③，各回路传递函数为

$\left\{ \begin{gathered} {G_5} = 1/{Z_5}, \\ {G_2} = 1/{Z_{2,}} \\ {G_1} = 1/{Z_1}, \\ {G_3} = {R_{{\rm{d}}1}}/{Z_3} \\ {G_{52}} = s{M_{{\rm{dt}}2}}, \\ {G_{21}} = sM, \\ {G_{13}} = s{M_{{\rm{dr}}1}}, \\ \end{gathered} \right.$

(14)

式中：G_i为回路i的传递函数；G_ij为回路i到回路j的传递函数.

因此，信号反向传输总的电压增益为

$G = \frac{{{U_{{{{\rm{dout}}1}}}}}}{{{U_{{\rm{d}}2}}}} = {G_5}{G_{52}}{G_2}{G_{21}}{G_1}{G_{13}}{G_3}.$

(15)

结合式（13）～（15），分析得到信号传输回路的电压增益与紧耦合变压器自感、松耦合线圈自感及互感、接收电阻阻值、回路电阻参数有关. 松耦合线圈自感和互感一般由能量回路传输特性确定，视为固定值. 实际电路中接收电阻较大，电压增益几乎不受接收电阻值影响. 信号在能量回路阻抗较大，故能量回路线圈电阻对信号传输影响可以忽略，而接收回路线圈电阻远小于接收电阻，故只需考虑发送回路电阻. 因此，对信号传输电压增益特性分析时仅需考虑紧耦合变压器自感值和发送回路电阻.

在电路参数设计时，为简化分析和保持对称，设定两个发送变压器自感相同，两个接收变压器自感相同. 信号反向传输时，信号传输增益与发送变压器自感L_dt及接收变压器自感L_dr的关系如图5所示. 由图5可以看出：发送变压器自感值越大，传输增益越小；接收变压器自感值越大，传输增益越大. 当两个变压器自感L_dt和L_dr均较小时，传输增益对自感值变化更敏感，两个自感从1 μH到5 μH变化时，传输增益变化都比较大；而自感值为20～30 μH时，衰减基本变化很小. 由此可以得出，想要提高信号传输增益，需增大接收变压器自感，减小发送变压器自感. 实际中，电压增益不需要太大，能保证信号正确解调即可.

图 5 电压增益与紧耦合变压器线圈L_dr1和L_dt1的关系

Figure 5. Voltage gain versus tightly coupled transformers L_dr1 and L_dt1

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发送回路电阻R₄只起到增大信号回路阻抗、减小信号发送功率的作用；R₄越大，信号传输增益越小. 发送回路电阻不仅影响传输增益，还影响系统动态性能，对于ASK调制来说，回路电阻越小，Q值越大，电感两端电压越大，动态响应越慢，传输速率越低^[16]. 故发送回路电阻需要配置到一个合适的参数，其值太大会导致信号衰减严重，太小会降低传输速率.

以上均以信号反向传输为例进行说明，信号正向传输分析方法相同，不再进行赘述.

3. 信号传输干扰分析

无线能量与信号全双工同步传输系统主要存在3部分干扰：能量传输对信号的影响、信号传输对能量的影响、正向信号与反向信号之间的串扰. 其中，信号传输对能量影响较小，因为信号传输频率远大于能量传输频率，导致其在能量回路的功率远小于能量传输功率，基本上可以忽略.

3.1 能量传输对信号传输影响

能量传输回路中逆变电路生成的方波交流电源包含基波和各高次谐波，其中：能量基波及其附近低次谐波虽然幅值较大，但能量频率和信号频率相差十倍以上，在解调电路中，通过带通滤波器可以消除这部分干扰. 另一部分和信号频率相近的高次谐波，其幅值较小，但与信号载波频率接近，不易滤除.

能量通道逆变方波电源到原边接收电阻R_d1及副边电阻R_d2上的传递函数分别为G_pd1和G_pd2，其计算方法与信号传输电压增益计算方法类似，各回路自阻抗分别为

$\left\{\begin{array}{l}{Z}_{5}={R}_{4} + 1/(s{C}_{{\rm{d}}4}) + s{L}_{{\rm{dt}}2},\\ {Z}_{6}={R}_{{\rm{d}}2} + s({L}_{{\rm{d}}3} + {L}_{{\rm{dr}}2}）\text{ + }s{L}_{{\rm{d}}2}//\dfrac{1}{s{C}_{{\rm{d}}5}},\\ {Z}_{2}=-\dfrac{{(s{M}_{{\rm{dt}}2})}^{2}}{{Z}_{5}}-\dfrac{{(s{M}_{{\rm{dr}}2})}^{2}}{{Z}_{6}} + s({L}_{{\rm{dt}}2} + {L}_{{\rm{dr}}2} + {L}_{{\rm{s}}}) + \\ \quad\dfrac{1}{s{C}_{{\rm{s}}}} + {R}_{2} + \dfrac{1}{s{C}_{2}}//(s{L}_{2} + {R}_{{\rm{E}}}),\\ {Z}_{4}={R}_{3} + 1/(s{C}_{{\rm{d}}3}) + s{L}_{{\rm{dt}}1},\\ {Z}_{3}={R}_{{\rm{d}}1} + s{L}_{{\rm{dr}}1}\text{ + }s{L}_{{\rm{d}}1}//\dfrac{1}{s{C}_{{\rm{d}}1}} + \dfrac{1}{s{C}_{{\rm{d}}2}},\\ {Z}_{1}=\dfrac{-{(sM)}^{2}}{{Z}_{2}}-\dfrac{{(s{M}_{{\rm{dt}}1})}^{2}}{{Z}_{4}}-\dfrac{{(s{M}_{{\rm{dr}}1})}^{2}}{{Z}_{3}} + \\ \quad s({L}_{{\rm{dt}}1} + {L}_{{\rm{dr}}1} + {L}_{{\rm{p}}}) + \dfrac{1}{s{C}_{1}} + {R}_{1}. \end{array}\right.$

(16)

可得到传递函数G_pd1和G_pd2分别为

$\left\{ \begin{gathered} {G_{{\rm{pd}}1}} = \frac{1}{{{Z_1}}}\frac{{s{M_{{\rm{dr}}1}}}}{{{Z_3}}}{R_{{\rm{d}}1}} , \\ {G_{{\rm{pd}}2}} = \frac{1}{{{Z_1}}}\frac{{sM}}{{{Z_2}}}\frac{{s{M_{{\rm{dr}}2}}}}{{{Z_6}}}{R_{{\rm{d}}2}}. \\ \end{gathered} \right.$

(17)

从传递函数可以看出，电能对信号传输的干扰与载波选取频率、系统功率等级和回路参数均有耦合关系. 显然，电能传输功率越大，对信号传输的影响越大. 其次，随着载波频率提高，电能在载波频率附近衰减更严重，对信号干扰越小. G_pd1和G_pd2伯德图如图6，参数如表1. 方波里面包含一系列奇数次谐波，一般只需分析离信号频率最近的两个谐波，即：信号正向传输载波频率f_d1为2.00 MHz，需分析能量中离其最近的第23次（1.92 MHz）和25次（2.13 MHz）谐波；信号反向传输载波频率f_d2为1.20 MHz，需分析能量中的第13次（1.10 MHz）和第15次（1.28 MHz）次谐波.

图 6 G_pd1和G_pd2伯德图

Figure 6. Bode diagrams of G_pd1 and G_pd2

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表 1 系统参数

Table 1. System parameters

参数	数值	参数	数值
R_L/Ω	24	L_dt1, L_dt2/μH	5
L_p, L_s/μH	29	L_dr1, L_dr2/μH	10
M/μH	15	C_d1/nF	0.288
C₁/nF	88	C_d2/nF	0.396
C_s/nF	140	C_d3/nF	1.270
C₂/nF	233	C_d4/nF	3.520
L₂/μH	15	C_d5/nF	0.800
L_d1, L_d2/μH	22	L_d3/μH	2.360
R₃/Ω	3	R₄/Ω	2
R_d1，R_d2/Ω	300	f_d1/MHz	2.0
f_p/kHz	85	f_d2/MHz	1.2
U_dc/V	24

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由可知：在反向传输信号载波频率 $\omega_{{\rm{d}} 2}$ 附近时，接收电阻R_d1上第13次和15次谐波衰减分别为−18 dB和−15 dB；第13次和15次谐波幅值很小，再经过大幅衰减，能量对信号传输的影响很小. 在信号正向传输载波频率 $\omega_{{\rm{d}}1}$ 附近时，接收电阻R_d2上第23次和25次谐波幅值衰减分别为−34 dB和−36 dB. 可以看出，副边接收电阻上受到的能量干扰比原边接收电阻受到的干扰要小得多，因为副边的LCC电路滤波性能比S结构电路好，且能量发送侧功率比能量接受侧大，也导致了副边接收电阻受干扰比原边小.

在能量传输功率等级和信号载波频率确定的情况下，分析能量对信号的串扰主要考虑紧耦合变压器自感值及接受回路电感值这两个因素. 能量通道逆变方波电源中第13次和15次谐波在原边接收电阻上的电压增益与紧耦合变压器自感值之间的关系如图7所示. 由图7可知：13次谐波和15次谐波衰减程度几乎一样；当L_dt1增大时，能量13次谐波的传递函数G_pd1-13和15次谐波传递函数G_pd1-15都有衰减趋势；自感L_dt1相当于能量回路里的电感值，其值增大时会对能量干扰有一定的抑制作用，说明在SNR (signal-noise-ratio)不高的情况下，可以考虑增大能量回路电感值以增大SNR；随着L_dr1增大，G_pd1-13衰减程度先迅速减小，后面趋于稳定.

图 7 G_pd1-13和G_pd1-15与L_dt1、 L_dr1关系

Figure 7. G_pd1-13 and G_pd1-15 versus L_dt1、 L_dr1

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信号接收回路中，L_d1和C_d1在信号正向传输载波频率 $\omega_{{\rm{d}}1}$ 处发生并联谐振，信号反向传输载波频率 $\omega_{{\rm{d}} 2}$ 小于 $\omega_{{\rm{d}} 1}$ ，LC并联支路对其呈现感性阻抗，电压增益G_pd1-13和G_pd1-15与LC并联谐振电路中电感值的关系如图8所示. 由图8可知，随着电感值从1 μH到200 μH增大， G_pd1-13和G_pd1-15分别从−14.6 dB和−13.0 dB缓慢变化到−21.4 dB和−18.4 dB.

图 8 G_pd1-13和G_pd1-15与L_d1关系

Figure 8. G_pd1-13 and G_pd1-15 versus L_d1

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3.2 信号之间干扰

相比于能量传输频率85 kHz，两个信号传输载波频率1.20 MHz和2.00 MHz较接近，因此，与能量对信号传输的干扰相比，同一侧发送回路信号源对信号接收回路的干扰更大. 分别分析有无LC并联支路时原边信号源到原边接收电阻电压增益的伯德图，如图9所示. 由图9可以看出：没有LC并联回路时，对正向传输载波频率信号几乎没有衰减，原边接收电阻将受到很大干扰；加入LC并联回路后， LC在正向信号传输载波频率2.00 MHz处谐振，正向传输信号无法通过LC并联回路，因此，信号之间的干扰可以被有效滤除.

图 9 原边信号源到原边接收回路电压增益

Figure 9. Voltage gain of original-side signal source to original-side receiving circuit

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LC并联谐振阻波电路在不同电感值时信号反向传输电压增益的伯德图如图10所示. 由图10可以看出，电感值越大，在谐振频率附近衰减越大，阻波效果越好，但趋势不是特别明显，故不用选太大的电感值，在20～50 μH即可满足要求.

图 10 信号反向传输时电压增益与L_d1关系

Figure 10. Voltage gain versus L_d1during reverse signal transmission

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4. 实验结果与验证

为验证理论分析和设计的正确性，搭建了能量与信号同步传输系统的原理验证实验平台，如图11所示. 图11中，电能发送模块和原边信号收发模块集成在一块PCB中模拟悬浮控制器，电能接收模块和副边信号收发模块集成在一块PCB中模拟间隙传感器. 系统具体参数如表1所示，线圈外径为5.5 cm，内径为2.0 cm，传输距离为1.0 cm.

图 11 原理验证实验平台

Figure 11. Experimental platform for principle verification

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采用二进制幅移键控作为数据调制方式，当需要传输的数字信号为“1”时，分别由原副边的半桥逆变电路产生2.0 MHz和1.2 MHz信号载波，通过紧耦合变压器注入到能量传输回路中；当需要传输的数字信号为“0”时，关闭逆变电路不产生高频载波. 解调电路采用非相干解调，由2阶有源带通滤波器、包络检波器、放大器、滞回比较器组成.

能量与信号全双工同步传输时，松耦合线圈原副边电压U_p、U_s和U_out波形如图12所示. 由图12可以看出：在松耦合线圈上同时存在能量载波和两个信号载波，能量传输和信号传输是在共享松耦合线圈通道同时进行的；信号载波电压幅值相比于能量载波电压幅值很小，故信号传输对能量传输的影响较小，计算可得功率大约为20 W.

图 12 松耦合线圈电压U_p、U_s和负载电压U_out

Figure 12. Voltages of loosely coupled coil U_pand U_s and load voltage U_out

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设定信号反向传输速率为100 kb/s，传输信号为气隙信号，用八位编码“00000000-11111111”表示气隙0～25.5 mm，这里以8.5 mm 对应的编码“01010101”为例. 信号正向传输速率为115 kb/s，传输信号为控制指令，以 “01011001”为例. 为了更好地观测LC并联支路阻波效果，分析无能量传输时原副边信号接收变压器电压U_Ldr1、U_Ldr2和接收电阻电压U_dout1、U_dout2波形如图13所示. 由图13可以看出，LC并联支路可以起到良好阻波功能，消除同一侧发送信号载波的绝大部分干扰.

图 13 无能量传输时接收变压器和接收电阻电压

Figure 13. Voltages of receiving transformer and receiving resistor without power transmission

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能量与信号全双工同步传输的解调波形如图14所示. 图14中：U_dout1和U_dout2分别为原副边接收电阻电压；U_d1-1和U_d2-1分别为原副边带通滤波器输出电压；U_d1-2和U_d2-2分别为原副边包络检波输出电压；U_d1和U_d2分别为原副边解调得到的数字信号. 经过LC并联支路后，接收电阻上还存在同一侧发送信号载波小部分干扰及能量干扰，通过带通滤波器后，可较好地分离出含待解调信号特征的高频载波，经包络检波和滞回比较即可准确解调出传输的数字信号.

图 14 能量与信号全双工同步传输解调波形

Figure 14. Demodulated waveforms during simultaneous power and signal full-duplex transmission

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为对比分析有无能量传输时信号传输特征，绘制有无能量传输时原副边接收电阻电压和解调信号波形如图15所示. 由图15可知：从波形来看，无能量传输时，接收电阻电压波形更理想；有能量传输时，接收电阻电压包含能量载波和信号载波，其中能量载波幅值相比信号载波幅值大. 但是不管有和没有能量传输信号经过LC并联支路和解调电路都能将数字信号准确恢复出来.

图 15 有无能量传输时信号传输波形

Figure 15. Waveforms of signal transmission with and without power transmission

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本文与典型全双工方法对应文献的具体参数对比如表2所示. 由表2可知：文献[13]需要两个专用信号收发器和锁相环节；文献[14]需要采用4个模拟开关并结合复杂的DQPSK（差分正交相移键控）解调方法；文献[17]额外加了8组LC并联支路；本文只需在信号接收回路增加一组LC并联支路，电路简单可靠.

表 2 性能比较

Table 2. Performance comparison

文献	年份/年	功率/W	调制方式	线圈直径/cm	传输距离/cm	信号传输速率/（kb·s⁻¹）	全双工实现特点
本文	2023	20	ASK	5	1	115	LC电路×2
[13]	2020	500	FSK	195	6	500	信号收发器×2 + PLL
[14]	2019	3300	DQPSK			64	模拟开关×4 + DQPSK解调
[17]	2021	600	ASK			80	LC电路×8

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5. 结　论

本文提出一种应用于磁浮车悬浮间隙传感器的无线能量与信号全双工同步传输拓扑结构，可以实现传感器无线供电、控制指令下发及间隙信号上传的全双工同步传输；采用LC并联支路抑制信号之间的串扰，对信号传输通道的等效电路进行分析，得到信号传输增益与系统参数的关系，同样也分析了能量传输对信号传输干扰与系统参数的关系，可得出提高信号传输增益和抑制干扰的基本规律. 实验结果表明，在搭建的输出功率为20 W的实验平台上，可实现正向100 kb/s，反向115 kb/s的高速准确全双工传输，实验结果与理论分析一致，验证了所提出方法的可行性.

图 1 无线能量与信号全双工同步传输系统结构

Figure 1. Structure of simultaneous wireless power and signal full-duplex transmission system

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图 2 能量传输通道的等效电路

Figure 2. Equivalent circuits for power transmission channel

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图 3 输出电压U_o和效率η与互感M 关系

Figure 3. Output voltage U_o and η versus mutual inductance M

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图 4 信号传输通道等效电路

Figure 4. Equivalent circuits for signal transmission channel

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图 5 电压增益与紧耦合变压器线圈L_dr1和L_dt1的关系

Figure 5. Voltage gain versus tightly coupled transformers L_dr1 and L_dt1

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图 6 G_pd1和G_pd2伯德图

Figure 6. Bode diagrams of G_pd1 and G_pd2

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图 7 G_pd1-13和G_pd1-15与L_dt1、 L_dr1关系

Figure 7. G_pd1-13 and G_pd1-15 versus L_dt1、 L_dr1

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图 8 G_pd1-13和G_pd1-15与L_d1关系

Figure 8. G_pd1-13 and G_pd1-15 versus L_d1

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图 9 原边信号源到原边接收回路电压增益

Figure 9. Voltage gain of original-side signal source to original-side receiving circuit

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图 10 信号反向传输时电压增益与L_d1关系

Figure 10. Voltage gain versus L_d1during reverse signal transmission

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图 11 原理验证实验平台

Figure 11. Experimental platform for principle verification

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图 12 松耦合线圈电压U_p、U_s和负载电压U_out

Figure 12. Voltages of loosely coupled coil U_pand U_s and load voltage U_out

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图 13 无能量传输时接收变压器和接收电阻电压

Figure 13. Voltages of receiving transformer and receiving resistor without power transmission

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图 14 能量与信号全双工同步传输解调波形

Figure 14. Demodulated waveforms during simultaneous power and signal full-duplex transmission

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图 15 有无能量传输时信号传输波形

Figure 15. Waveforms of signal transmission with and without power transmission

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表 1 系统参数

Table 1. System parameters

参数	数值	参数	数值
R_L/Ω	24	L_dt1, L_dt2/μH	5
L_p, L_s/μH	29	L_dr1, L_dr2/μH	10
M/μH	15	C_d1/nF	0.288
C₁/nF	88	C_d2/nF	0.396
C_s/nF	140	C_d3/nF	1.270
C₂/nF	233	C_d4/nF	3.520
L₂/μH	15	C_d5/nF	0.800
L_d1, L_d2/μH	22	L_d3/μH	2.360
R₃/Ω	3	R₄/Ω	2
R_d1，R_d2/Ω	300	f_d1/MHz	2.0
f_p/kHz	85	f_d2/MHz	1.2
U_dc/V	24

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表 2 性能比较

Table 2. Performance comparison

文献	年份/年	功率/W	调制方式	线圈直径/cm	传输距离/cm	信号传输速率/（kb·s⁻¹）	全双工实现特点
本文	2023	20	ASK	5	1	115	LC电路×2
[13]	2020	500	FSK	195	6	500	信号收发器×2 + PLL
[14]	2019	3300	DQPSK			64	模拟开关×4 + DQPSK解调
[17]	2021	600	ASK			80	LC电路×8

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参考文献(17)

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1. 系统结构
2. 电路特性分析
2.1 能量传输特性
2.2 信号传输特性
3. 信号传输干扰分析
3.1 能量传输对信号传输影响
3.2 信号之间干扰
4. 实验结果与验证
5. 结　论

磁浮车间隙传感器无线供电与信号同步传输方法

doi: 10.3969/j.issn.0258-2724.20210905

作者简介: 靖永志（1979—），男，副研究员，研究方向为磁浮列车与磁浮技术、电力电子技术及其应用等，E-mail：jingyongzhi@swjtu.edu.cn

计量

出版历程

Simultaneous Wireless Power Supply and Signal Transmission Method for Maglev Vehicle Gap Sensors

1. 系统结构

2. 电路特性分析

2.1 能量传输特性

2.2 信号传输特性

3. 信号传输干扰分析

3.1 能量传输对信号传输影响

3.2 信号之间干扰

4. 实验结果与验证

5. 结 论

期刊类型引用(3)

其他类型引用(1)

计量

出版历程

目录

1. 系统结构

2. 电路特性分析

2.1 能量传输特性

2.2 信号传输特性

3. 信号传输干扰分析

3.1 能量传输对信号传输影响

3.2 信号之间干扰

4. 实验结果与验证

5. 结 论

作者简介:
靖永志（1979—），男，副研究员，研究方向为磁浮列车与磁浮技术、电力电子技术及其应用等，E-mail：jingyongzhi@swjtu.edu.cn

5. 结　论

5. 结　论