数字单周期电流控制在电磁悬浮系统中的应用

蒋启龙; 梁达; 阎枫

doi:10.3969/j.issn.0258-2724.20170771

数字单周期电流控制在电磁悬浮系统中的应用

doi: 10.3969/j.issn.0258-2724.20170771

蒋启龙^1,,
梁达^1,2,,
阎枫¹

详细信息

作者简介:
蒋启龙（1969—），男，教授，博士，研究方向为电力电子技术、电力传动与控制、磁浮列车与磁浮技术，E-mail： double_long@126.com

中图分类号: V221.3
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出版历程
- 收稿日期: 2017-11-03
- 修回日期: 2018-05-16
- 网络出版日期: 2018-05-30
- 刊出日期: 2019-02-01

Application of Digital One-Cycle Control for Current in Electromagnetic Suspension System

JIANG Qilong^1
,,
LIANG Da^{1,2
,},
YAN Feng¹

摘要

摘要: 在串级控制的电磁悬浮系统中，电流环的响应速度和精度对整个悬浮控制起着至关重要的作用. 为了加快悬浮系统电流环的响应速度以及减小跟随误差，基于TMS320F28335设计了EMS （electromagnetic suspension system）的数字单周期控制（digital one-cycle control，D-OCC）电流控制器. 以悬浮斩波器为研究对象，建立起D-OCC的数学模型，对额定悬浮工作点处斩波器电流的D-OCC算法进行了详细推导；通过Simulink平台对算法进行仿真验证，并将D-OCC的电流环投入到实际悬浮系统中进行悬浮实验. 实验结果表明：对频率为5 Hz，幅值为3 A的方波信号进行跟随时，传统PID控制在方波上升沿和下降沿均存在一定的超调，且稳定后存在不小于20 mA的跟随误差，D-OCC在调节过程中不存在超调，且稳定后没有跟随误差，说明D-OCC算法能够实现对指令电流快速、准确跟随；采用电流环D-OCC的悬浮系统起浮过程需要约0.4 s的调整时间，并且悬浮稳定后可以克服50%荷载扰动和1.5 mm气隙扰动，说明该方法可以实现系统稳定悬浮，且具有较强的鲁棒性能.
- 电磁悬浮系统 /
- 串级控制 /
- 电流环 /
- 斩波器 /
- D-OCC
Abstract: In an electromagnetic suspension system （EMS） with cascade control, the response speed and accuracy of the current loop play a vital role in the overall suspension control. A current controller was designed for digital one-cycle control （D-OCC） based on TMS320F28335 for the suspension system, in order to improve the response speed of the current loop and reduce the following error. Taking a chopper circuit as the research object, the D-OCC’s mathematical model was established and the control algorithm of rated suspension point was derived in detail. The algorithm was validated through Simulink, and the current loop controlled by D-OCC was incorporated into the actual EMS. Experimental results show that the conventional PID control has a certain overshoot at the wave’s rising and falling edges when a square wave signal with frequency of 5 Hz and amplitude of 3 A is followed. Moreover, there is a following error of not less than 20 mA after the stabilization. However, there is no overshoot in the adjustment process and no following error after stabilization, when following the same wave with the method of D-OCC. This means that the D-OCC algorithm can follow the instruction current quickly and accurately. The floating process of the suspension system using the D-OCC current loop requires an adjustment time of about 0.4 s, and the system can overcome the 50% load disturbance and the 1.5 mm air gap disturbance; this shows that the method can achieve the system stable levitation and has strong robust performance.
- electromagnetic suspension system /
- cascade control /
- current loop /
- chopper /
- digital one-cycle control

HTML全文

磁悬浮技术具有无摩擦、微振动、长寿命及高精度等优点，被广泛地应用于高速机械领域. 磁轴承作为核心部件，一般与高速旋转电机配合用于高速旋转机械，如磁悬浮飞轮、磁悬浮控制力矩陀螺及磁悬浮电机等^[1-3]. 对于直线运动，通常采用能够实现悬浮及导向功能的电磁铁与直线电机的组合，如磁浮列车、磁浮电梯等. 目前为止，世界很多国家已经对磁浮列车技术研究了较长时间，而且部分实现了商业运行，如中国、德国、日本、韩国等^[4-6]. 磁浮列车由电磁铁与轨道功能件之间产生的电磁力支撑，从而实现无接触运行. 电磁铁为悬浮系统的核心执行部件，其电磁力特性决定了列车的承载能力，并与控制器、传感器相互配合实现列车的稳定悬浮. 尤其对于高速运行的磁浮列车，运行载荷更加复杂、苛刻，对承载能力及稳定性要求更高. 因此，电磁力特性分析作为基础研究，对悬浮系统的设计及优化起至关重要作用^[7-9].

目前，电磁力建模分析方法主要包含等效磁路法（EMC）及有限元法（FEM），其中，FEM计算精度较高，但效率较低，很难与控制模型联合用于分析系统实时特性. EMC计算速度较高，能够与控制模型联合用于系统实时动态特性分析，但其计算精度较低. 因此，在传统EMC模型中通常会考虑加入补偿系数，通过调整系数校正电磁力结果，使其与FEM结果接近^[10-11]. 然而，传统EMC模型仅考虑线性工作区，导磁材料采用恒定的相对磁导率，忽略磁饱和影响，甚至忽略导磁材料磁阻. 这样会导致EMC模型结果在小电流区间内较准确，而在大电流区间就会出现较大偏差^[12-13]. 本文在搭建高速磁浮悬浮电磁铁EMC模型时，考虑了导磁材料的磁阻及其非线性. 通过导磁材料B-H （B为磁感应强度；H为磁场强度）曲线的拟合及引入，求解电磁力的准确性大幅度提高，适用范围增加.

高速磁浮列车的悬浮电磁铁共有12个磁极，极性为NS交替，相邻磁极之间通过磁轭连接，磁场经过长定子铁芯形成回路，磁极与长定子之间的磁场产生电磁吸力，实现悬浮功能. 12个磁极分为左、右两组，分别由两个悬浮控制器单独控制，从而形成两个控制回路，每个回路对应两个间隙传感器. 传感器实时监测电磁铁与长定子之间的间隙，并反馈给悬浮控制器，经过控制策略计算，悬浮控制器输出相应电压给悬浮电磁铁，实现动态稳定悬浮.

1. 电磁铁模型搭建

1.1 等效磁路

悬浮电磁铁与长定子的物理模型如图1所示. 其中电磁铁分为左、右两个回路单独控制，为简化计算模型，仅对半个电磁铁进行建模，并忽略两个回路间磁场的影响. 搭建的等效磁路模型如图2所示，磁路中包含了气隙磁阻、漏磁磁阻及导磁材料磁阻. 图中：R_aj为磁极与长定子间的气隙磁阻；R_si为长定子铁芯磁阻；R_ei为磁极铁芯及磁轭磁阻；R_li为相邻磁极之间的漏磁磁阻；ϕ_aj、ϕ_si、ϕ_ei及ϕ_li分别为磁阻R_aj、R_si、R_ei及R_li对应的磁通；ϕ_pj 为磁极磁通；θ_j为磁极磁动势nI，n为磁极匝数，I为控制回路电流；i=1,2，…，5，j=1,2，…，6.

图 1 悬浮电磁铁及长定子模型

Figure 1. Model of maglev electromagnet and long stator

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图 2 半悬浮电磁铁等效磁路

Figure 2. EMC of half-maglev magnet

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根据建模需求，定义磁通、磁动势向量为

$\left\{ \begin{array}{l} \boldsymbol{\phi}=\left({{\phi_{1}},{\phi_{\text{l1}}},{\phi_{2}},{\phi_{\text{l2}}}, \cdots ,{\phi_{5}},{\phi_{\text{l5}}}} \right)^\text{T}\text{,}\\ \boldsymbol{\phi}_\text{s} =\left({{\phi_{1}},{\phi_{2}},\cdots ,{\phi_{5}}} \right)^\text{T}\text{,}\\ \boldsymbol{\phi}_\text{a}=\left({{\phi_{1}},{\phi_{1}}+{\phi_{2}},\cdots ,{\phi_{4}}+{\phi_{5}}},{\phi_{5}} \right)^\text{T}\text{,}\\ \boldsymbol{\phi}_\text{e}=\left({{\phi_{1}}+{\phi_{\text{l1}}},{\phi_{2}}+{\phi_{\text{l2}}},\cdots ,{\phi_{5}}+{\phi_{\text{l5}}}} \right)^\text{T}\text{,}\\ \boldsymbol{\phi}_\text{p} = ({\phi_{1}} + {\phi_{\text{l1}}},{\phi_{1}} + {\phi_{\text{l1}}} + {\phi_{2}} + {\phi_{\text{l2}}},\cdots,{\phi_{4}} + {\phi_{\text{l4}}}+\\ \quad {\phi_{5}}+{\phi_{\text{l5}}} ,{\phi_{5}}+{\phi_{\text{l5}}})^\text{T}\text{,} \\ \boldsymbol{\theta} =\left( {{\theta_{1}},{\theta_{2}},\cdots ,{\theta_{6}}} \right)^\text{T}\text{.} \end{array} \right.$

(1)

磁极磁通向量ϕ_p与磁通向量ϕ的转换关系为

ϕ_p =Tϕ，

式中：

${\boldsymbol{T}} = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} {\text{1}}&{\text{1}}&{}&{}&{}&{}&{}&{}&{}&{} \\ {\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{}&{}&{}&{}&{}&{} \\ {}&{}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{}&{}&{}&{} \\ {}&{}&{}&{}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{}&{} \\ {}&{}&{}&{}&{}&{}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}} \\ {}&{}&{}&{}&{}&{}&{}&{}&{\text{1}}&{\text{1}} \end{array}} \right] \text{.}$

在等效磁路中，根据基尔霍夫电压定律，建立关于磁通的方程组，如式（3）.

$\left\{\begin{array}{l} R_{\text{a}{ (j-1)}} \phi_{\text{a}{(j-1)}} + R_{\text{s} i} \phi_{\text{s} i} + R_{\text{a}{j}} \phi_{\text{a}{j}} + R_{\text{e} i} \phi_{\text{e} i}=\theta_{j-1} + \theta_j, \\ R_{\text{l} i} \phi_{\text{l} i} + R_{\text{e} i} \phi_{\text{e} i}=\theta_{j-1} + \theta_j, \end{array}\right.$

(3)

式中： ${{j}}=2,3,\cdots,6$ .

将式（1）表达为矩阵及向量形式为

${\boldsymbol{A}}{\boldsymbol{\phi}} ={\boldsymbol{T}}^{\text{T}}{\boldsymbol{\theta}}={\boldsymbol{T}}^{\text{T}}{\boldsymbol{n}}I \text{，}$

(4)

式中：向量n=（n, n, n, n, n, n）^T；A为磁阻矩阵， $\boldsymbol{A} \in {R^{10 \times 10}}$ ，

$\qquad\qquad\quad{\boldsymbol{A}} = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} { {R_{\text{a1}}} + {R_{\text{a2}}} + {R_{\text{s1}}} + {R_{\text{e1}}}}& {{R_{\text{e1}}}}& {{R_{\text{a2}}}}& 0& 0& \cdots \\ {{R_{\text{e1}}}}&{{R_{\text{l1}}} + {R_{\text{e1}}}}&0&0&0& \cdots \\ {{R_{\text{a2}}}}&0&{{R_{\text{a2}}} + {R_{\text{a3}}} + {R_{\text{s2}}} + {R_{\text{e2}}}}&{{R_{\text{e2}}}}&{{R_{\text{a3}}}}& \cdots \\ 0&0&{{R_{\text{e2}}}}&{{R_{\text{l2}}} + {R_{\text{e2}}}}&0& \cdots \\ \vdots & \vdots & \vdots & \vdots & \vdots & \end{array}} \right].$

1.2 磁阻计算

1）磁极与长定子间气隙磁阻

受磁极直线发电机（linear generator, LIG）槽与长定子齿槽结构的影响，磁极与长定子之间的气隙磁通分布较为复杂，如图3所示. 因此，将气隙磁通等效分为主磁通、槽磁通及LIG磁通，分别对应3种磁阻.

图 3 气隙磁场分布

Figure 3. Magnetic field distribution of air gap

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气隙磁阻为3种磁阻并联，即

$\frac{1}{R_{\text{a} j}}=\frac{1}{R_{\text{a}, \text{m} j}} + \frac{1}{R_{\text{a}, \text{n} j}} + \frac{1}{R_{\text{a}, \text{L} j}}\text{,}$

(5)

式中：R_a,mj为主磁通对应的磁阻；R_a,nj为槽磁通对应的磁阻；R_a,Lj为LIG磁通对应的磁阻.

每种磁阻可由式（6）计算.

$R_{{\rm{a}}, o j}=\frac{s_j + h_{o j}}{\mu_0 A_{a, o j}}, \quad o \in[\text{m}, \text{n}, \text{L}] \text{，}$

(6)

式中：s_j为磁极与长定子齿之间的间隙；μ₀为空气磁导率；A_a,oj为相应气隙面积；h_oj为额外气隙长度；m、n、L分别对应主磁通、槽磁通和LIG磁通.

2）相邻磁极间漏磁磁阻

磁极磁通大部分经过长定子回到相邻磁极，小部分未经过长定子而直接回到相邻磁极，该部分磁通为相邻磁极之间的漏磁，对应的磁阻称为漏磁磁阻，可由式（7）计算.

$R_{\text{l} i}=\frac{h_{\text{l} i}}{\mu_0 A_{\text{l} i}}\text{，}$

(7)

式中：A_li为等效气隙面积；h_li为相邻磁极间的等效气隙长度.

3）导磁材料磁阻

对于长定子铁芯、磁极铁芯及磁轭的磁阻，采用分段方式进行求解，且尽可能保证每段的截面积相同. 具体分段如图4所示，其中，磁极及磁轭共分为5段（1～5），长定子分为3段（6～8）. 该部分磁阻计算时考虑导磁材料的非线性.

图 4 铁芯的分段

Figure 4. Iron core sections

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磁极铁芯及磁轭磁阻为

$R_{\text{e} i}=\displaystyle\sum\limits_{k=1}^5 \frac{l_{\text{e} i, k}}{\mu_0 \mu_\text{r}\left(\phi_{\text{e} i, k}\right) A_{\text{e} i, k}} \text{；}$

(8)

长定子铁芯磁阻为

$R_{\text{s} i}=\displaystyle\sum\limits_{k=6}^8 \frac{l_{\text{s} i, k}}{\mu_0 \mu_\text{r}\left(\phi_{\text{s} i, k}\right) A_{\text{s} i, k}} \text{,}$

(9)

式（8）、（9）中：l_ei,k, l_si,k分别为悬浮电磁铁侧、长定子侧每段铁芯的长度；A_ei,k, A_si,k分别为悬浮电磁铁侧、长定子侧每段铁芯的截面积；μ_r为每段铁芯的相对磁导率；ϕ_si,k为第i个磁回路中第k段长定子内的磁通量；ϕ_ei,k为第i个回路中第k段磁极铁芯或磁轭内的磁通量.

为在EMC模型中引入导磁材料的非线性，不再将μ_r简单地设置为恒定值，而是根据每段铁芯的磁通进行计算. 磁极铁芯、磁轭及长定子铁芯均采用硅钢片，牌号为M530-50A，导磁材料的非线性可通过B-H曲线体现，如图5所示.

图 5 铁芯B-H曲线- M530-50A

Figure 5. B-H curve of iron core-M530-50A

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根据文献[14]，B-H曲线可采用式（10）函数进行拟合.

$H=\alpha_1 B + \alpha_2 B^{\alpha_3} ,$

(10)

式中：α₁、α₂及α₃为拟合函数自变量B的系数，可通过对图5中B-H曲线的拟合确定.

长定子铁芯的相对磁导率可表示为

$\mu_{{\rm{r1}}}=\frac{B}{\mu_0 H}=\frac{1}{\mu_0\left(\alpha_1 + \alpha_2 B^{\alpha_3-1}\right)}\text{.}$

(11)

根据磁密、面积及磁通的关系，式（11）可表达为

$\mu_{{\rm{r1}}} =\frac{1}{\mu_0\left(\alpha_1 + \alpha_2\left(\dfrac{\phi_{{\rm{s}}i}}{A_{\text{s} i, k}}\right)^{\alpha_3-1}\right)} \text{.}$

(12)

同理可求解磁极铁芯及磁轭的相对磁导率为

$\mu_{{\rm{r2}}}=\frac{1}{\mu_0\left(\alpha_1 + \alpha_2\left(\dfrac{\phi_{\text{e} i}}{A_{\text{e} i, k}}\right)^{\alpha_3-1}\right)} \text{.}$

(13)

将式（12）、（13）代入式（8）、（9）求解磁极铁芯、磁轭及长定子铁芯磁阻. 通过式（5）～（9）可知，磁阻矩阵A与间隙s及磁通ϕ相关，因此，将其记为A（s,ϕ）.

1.3 电路模型

悬浮电磁铁分为两个控制回路，分别由一个控制器进行供电. 控制器的输出为电压，根据控制回路的负载特性转变为相应的负载电流. 在进行电磁力模型与控制模型联合分析时，需要搭建电磁铁的电路模型，其功能是将控制模型的输入电压转变为负载电流，再结合EMC模型计算电磁力. 与EMC模型类似，仅搭建一个回路的模型，6个磁极串联实际可等效为6个电阻与6个电感的串联，如图6所示. 图中：R_Mj为单个磁极电阻；L_Mj为单个磁极电感；U_Lj为单个磁极电感电压；U_M为单个控制回路的输入电压.

图 6 悬浮电磁铁控制回路

Figure 6. Control loop of maglev electromagnet

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根据电路模型，单个控制回路的输入电压为

${U_\text{M}} = {R_\text{M}}I + \sum\limits_{j = 1}^6 {{U_{\text{L}j}}} = {R_\text{M}}I + {\boldsymbol{n}^\text{T}}\mathop {{\boldsymbol{\phi} _\text{p}}}\limits^ \bullet \text{,}$

(14)

式中：R_M为单个控制回路的总电阻.

整理式（14），控制回路电流可表达为

$I = ({U_\text{M}} - {\boldsymbol{n}^\text{T}}\mathop {{\boldsymbol{\phi} _\text{p}}}\limits^ \bullet )/{R_\text{M}} \text{.}$

(15)

1.4 磁力模型

式（4）给出了磁通与电流关系，式（15）给出了磁通、电流与电压关系. 将式（15）代入式（4），可得磁通与电压的关系为

${\boldsymbol{A}}(s,\phi )\boldsymbol{\phi} = {\boldsymbol{T}^\text{T}}\boldsymbol{n}({U_\text{M}} - {\boldsymbol{n}^\text{T}}\mathop {{\boldsymbol{\phi} _\text{p}}}\limits^ \bullet )/{R_\text{M}} \text{.}$

(16)

根据磁通关系 ${\boldsymbol{\phi}}_\text{p}={\boldsymbol{T}}{\boldsymbol{\phi}}$ ，式（16）整理为

${\boldsymbol{T}^\text{T}}{\boldsymbol{n}}{\boldsymbol{n}^\text{T}}\boldsymbol{T}\mathop {\boldsymbol{\phi}} \limits^ \bullet {\text{ = }}{\boldsymbol{T}^\text{T}}\boldsymbol{n}{U_\text{M}} - {R_\text{M}}\boldsymbol{A}({{s}},\phi )\boldsymbol{\phi} \text{.}$

(17)

经过计算发现，矩阵T^Tnn^TT为奇异矩阵，常微分式（17）很难进行求解. 因此，为便于求解方程，采用中间变量替换原变量.

根据磁通关系ϕ_p=Tϕ，将式（16）整理成变量为ϕ_p的方程，如式（18）

$\boldsymbol{A}({s},{\phi}){\boldsymbol{T}^{{ - 1}}}{\boldsymbol{\phi}_{\rm{p}}} = {\boldsymbol{T}^\text{T}}\boldsymbol{n}({U_\text{M}} - {\boldsymbol{n}^\text{T}}\mathop {{\boldsymbol{\phi} _\text{p}}}\limits^ \bullet )/{R_\text{M}}\text{.}$

(18)

进一步整理为

${\boldsymbol{n}^\text{T}}{\boldsymbol{\phi} _\text{p}} = {\boldsymbol{n}^\text{T}}\boldsymbol{T}{\boldsymbol{A}^{{ - 1}}}({s},\phi){\boldsymbol{T}^\text{T}}\boldsymbol{n}({U_\text{M}} - {\boldsymbol{n}^\text{T}}\mathop {{\boldsymbol{\phi} _\text{p}}}\limits^ \bullet )/{R_\text{M}}\text{.}$

(19)

将6个磁极的磁通之和β作为中间变量，则β可表示为

$\beta=\displaystyle\sum\limits_{j=1}^6 \phi_{\text{p} j}\text{.}$

(20)

将式（20）代入式（19），得到关于β的常微分方程为

$n\beta = {\boldsymbol{n}^\text{T}}\boldsymbol{T}{\boldsymbol{A}^{{ - 1}}}(s,\phi ){\boldsymbol{T}^\text{T}}\boldsymbol{n}({U_\text{M}} - n\mathop \beta \limits^ \bullet )/{R_\text{M}}\text{,}$

(21)

式中：n^TTA⁻¹(s,ϕ)T^Tn不再是一个矩阵或向量，而是一个关于s、ϕ的变量，记为1/M (s,ϕ).

对式（21）进行整理得

$\dot{\beta}=U_\text{M} / n-R_\text{M} {M}({{s}},\phi ) \text{.}$

(22)

依据式（15）、（22），可得I与β间的关系为

$I=n M({s},\phi ) \beta \text{.}$

(23)

依据式（19）、（22）及磁通关系ϕ_p=Tϕ，得到ϕ与β间的关系为

$\boldsymbol{\phi} = {\boldsymbol{A}^{{ - 1}}}({s},\phi ){\boldsymbol{T}^\text{T}}\boldsymbol{n}M({s},\phi )n\beta \text{.}$

(24)

通过式（22）～（24）计算出悬浮电磁铁电流以及电磁力求解所需的磁通.

根据式（5），计算各部分气隙的磁通为

$\phi_{\text{a}, o j}=\frac{\phi_{\text{a} j} R_{\text{a} j}}{R_{\text{a}, o j}}\text{.}$

(25)

基于虚功原理，各部分气隙对应的电磁力为

$F_{\text{m} \text{a} \text{g}, o j}=\frac{\phi_{\text{a}, o j}^2}{2 \mu_0 A_{\text{a}, o j}}\text{.}$

(26)

单个磁极电磁力为式（26）中各部分电磁力之和，即

$F_{\text{m} \text{a} \text{g}, j}=F_{\text{m} \text{a} \text{g}, \text{m} j} + F_{\text{m} \text{a} \text{g}, \text{n} j} + F_{\text{m} \text{a} \text{g}, \text{L} j}\text{.}$

最后，求解半个悬浮电磁铁的电磁力为

$F_{\text{m} \text{a} \text{g}}=\displaystyle\sum\limits_{j=1}^6 F_{\text{m} \text{a} \text{g}, j} \text{.}$

根据电磁力解析过程，EMC模型可简化为图7所示的结构框图，输入为电压及间隙，输出为电流及电磁力. 首先进行磁阻计算，并组建磁阻矩阵，而导磁材料磁阻的计算需要将磁通作为输入. 采用磁阻矩阵A进行电流及磁通计算，磁通需通过常微分方程及代数方程求解，磁通求解结果一方面用于电磁力计算，一方面反馈给导磁材料磁阻计算.

图 7 电磁力模型框图

Figure 7. Magnetic force model

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2. 模型分析及试验验证

2.1 与传统EMC模型对比

根据悬浮电磁铁及长定子的尺寸及参数（如表1所示），对本文EMC模型进行量化. 此外，将导磁材料的相对磁导率设为恒定值，搭建基于线性导磁材料的传统EMC模型. 对两个模型电磁力的计算结果进行对比分析，如图8所示.

表 1 悬浮电磁铁及长定子参数

Table 1. Parameters of maglev electromagnet and long stator

项点	取值	项点	取值
定子极距/mm	258.0	铁芯厚度/mm	170.0
电磁铁极距/mm	266.5	磁极匝数	300
定子齿宽度/mm	43.0	额定磁间隙/mm	12.5
定子槽宽度/mm	43.0	恒定相对磁导率	7 000

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图 8 线性与非线性材料EMC电磁力

Figure 8. Electromagnetic forces of EMC models with linear and nonlinear materials

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磁间隙为12.5 mm，电流在0～35 A内，两个模型的电磁力结果非常接近；当电流超过35 A时，随着电流增加，计算结果偏差增大. 原因是实际工作状态下，随着电流增大，导磁部件的磁密增大；当达到材料饱和磁密时，磁密随电流的增加率大幅降低，电磁力也相应地出现饱和现象，而传统EMC模型并未考虑材料的磁饱和. 因此，传统EMC模型适用于小电流区间，一般应用在工作点附近的线性区间20～30 A. 而大电流区间与实际工作情况不符，例如在故障、起浮、降落等特殊工况时，模型精度大幅降低，无法用于电磁力计算及系统特性分析.

2.2 与有限元模型对比

为验证本文提出的EMC模型准确性，搭建了悬浮电磁铁与长定子FEM模型，如图9所示，两者电磁力的计算结果如图10所示. 磁间隙12.5 mm与16.0 mm，电流0～80 A内，两者电磁力的计算结果具备非常高的一致性，均存在饱和现象；磁间隙12.5 mm，电流50 A时，电磁力偏差最大，EMC计算结果为115 kN，FEM计算结果为110 kN，偏差仅为4.5%，这表明了基于非线性材料的EMC模型具有较高的准确性.

图 9 悬浮电磁铁及长定子有限元模型

Figure 9. FEM model of maglev electromagnet and long stator

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图 10 EMC与FEM电磁力结果

Figure 10. Electromagnetic force results of EMC and FEM

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2.3 试验验证

针对高速磁浮电磁铁特性研究，搭建了地面试验平台，对悬浮电磁铁的静态电磁力进行测试，如图11所示. 试验台通过液压系统调整长定子与悬浮电磁铁的间隙；采用两路电源供电，但受最大输出电流限制，仅对0～50 A电流进行测试，步长为5 A；通过力传感器检测电磁铁与长定子间的电磁力. 磁间隙12.5 mm下电磁力的测试结果与EMC及FEM的计算结果对比如图12所示.

图 11 悬浮电磁铁静态电磁力测试

Figure 11. Static electromagnetic force test of maglev electromagnet

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图 12 电磁力计算及测试结果

Figure 12. Electromagnetic force calculation and test results

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额定工况下，悬浮电磁铁的工作点：磁间隙为12.5 mm，电流为25 A，电磁力约为46 kN. 在工作点处，EMC、FEM及试验测试的电磁力结果几乎相同，在其他电流值下，电磁力结果偏差也极小，从而进一步验证了本文EMC模型以及所搭建FEM模型的准确性.

3. 结　论

本文基于非线性材料搭建了高速磁浮悬浮电磁铁的磁路、电路及磁力模型，将计算结果与传统EMC模型进行对比分析，并通过有限元及试验验证，通过对模型研究分析，得到以下结论：

1）搭建悬浮电磁铁EMC模型时，采用了非线性导磁材料，通过引入B-H曲线的拟合函数，将导磁材料的非线性及饱和特性体现在模型中.

2）无论小电流区，还是大电流区，本文EMC模型求解的电磁力均与实际情况接近，相比传统EMC模型，结果更加准确，适用范围更广.

3）本文EMC模型能够快速、准确地求解电磁力，且通过电路模型实现与控制模型的良好匹配，因此，可通过联合仿真对悬浮系统动态特性进行深入分析，为悬浮系统设计及参数优化提供了依据.

图 1 悬浮系统气隙-电流双环控制结构

Figure 1. Air gap-current double loop control structure of EMS

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图 2 悬浮斩波器电路及D-OCC原理示意

Figure 2. Schematic diagram of chopper circuit and D-OCC

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图 3 不同电流状态增-减计数PWM模式D-OCC波形

Figure 3. Waveform of D-OCC based on up-down count PWM mode in different current states

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图 4 D-OCC电流跟随仿真波形

Figure 4. Current follow simulation waveform based on D-OCC

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图 5 数字单周期电流控制悬浮系统起浮及加减载仿真波形　　　

Figure 5. Simulation waveforms of levitation system using current D-OCC with conditions of no-load floating，50% loading and load shedding

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图 6 数字单周期电流控制悬浮系统气隙扰动仿真波形

Figure 6. Simulation waveform of air gap disturbance condition in levitation system using current D-OCC

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图 7 两种控制方式空载起浮及50%加减载气隙波形比较　　　

Figure 7. Comparison of air gap waveforms in two control modes with conditions of no-load floating，50% loading and load shedding

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图 8 两种控制方式1 mm气隙扰动时气隙波形比较

Figure 8. Comparison of air gap waveforms in two control modes with 1 mm air gap disturbance

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图 9 单电磁铁模型机械结构

Figure 9. Single electromagnet model mechanical structure

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图 10 单周期电流控制悬浮系统起浮实验波形

Figure 10. Experimental waveform of floating condition in EMS using current D-OCC

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图 11 单周期电流控制悬浮系统加减载实验波形

Figure 11. Experimental waveform of loading and load shedding condition in EMS using current D-OCC

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图 12 单周期电流控制悬浮系统气隙扰动实验波形

Figure 12. Experimental waveform of air gap disturbance condition in EMS using current D-OCC

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表 1 单电磁铁模型参数

Table 1. Single electromagnet model parameters

参数	符号	取值
电磁铁等效荷载/kg	m	6.5
电磁铁磁极面积/m²	A	0.003 75
电磁铁线圈数/匝	N	500
真空磁导率/（H•m^–1）	μ	4 ${\text{π}}$ × 10^–7
初始悬浮气隙/m	z₀	0.006 5

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表 2 仿真参数

Table 2. Simulation parameters

参数	符号	取值
直流母线电压/V	U_DC	48
开关频率/kHz	f	20
线圈等效电阻/Ω	R₀	2
线圈等效电感/mH	L₀	90.62

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参考文献(22)

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1. 电磁铁模型搭建
1.1 等效磁路
1.2 磁阻计算
1.3 电路模型
1.4 磁力模型
2. 模型分析及试验验证
2.1 与传统EMC模型对比
2.2 与有限元模型对比
2.3 试验验证
3. 结　论

数字单周期电流控制在电磁悬浮系统中的应用

doi: 10.3969/j.issn.0258-2724.20170771

作者简介: 蒋启龙（1969—），男，教授，博士，研究方向为电力电子技术、电力传动与控制、磁浮列车与磁浮技术，E-mail： double_long@126.com

计量

出版历程

Application of Digital One-Cycle Control for Current in Electromagnetic Suspension System

1. 电磁铁模型搭建

1.1 等效磁路

1.2 磁阻计算

1.3 电路模型

1.4 磁力模型

2. 模型分析及试验验证

2.1 与传统EMC模型对比

2.2 与有限元模型对比

2.3 试验验证

3. 结 论

计量

出版历程

目录

1. 电磁铁模型搭建

1.1 等效磁路

1.2 磁阻计算

1.3 电路模型

1.4 磁力模型

2. 模型分析及试验验证

2.1 与传统EMC模型对比

2.2 与有限元模型对比

2.3 试验验证

3. 结 论

作者简介:
蒋启龙（1969—），男，教授，博士，研究方向为电力电子技术、电力传动与控制、磁浮列车与磁浮技术，E-mail： double_long@126.com

3. 结　论

3. 结　论