跨线站房车致振动实测及楼盖减振分析

余志祥; 胡光华; 李彤梅; 冯读贝

doi:10.3969/j.issn.0258-2724.20170746

跨线站房车致振动实测及楼盖减振分析

doi: 10.3969/j.issn.0258-2724.20170746

基金项目: 国家自然科学基金资助项目（51378428，51408500）；国家重点研发计划子课题（2016YFC0802205-1）

详细信息

作者简介:
余志祥（1976—），男，副教授，研究方向为结构工程，E-mail：yzxzrq@home.swjtu.edu.cn

通讯作者:
李彤梅（1967—），女，副教授，研究方向为结构工程，E-mail：tongmeyli@163.com

中图分类号: TU31
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出版历程
- 收稿日期: 2017-10-22
- 修回日期: 2017-11-29
- 网络出版日期: 2018-10-10
- 刊出日期: 2019-04-01

Analysis of Vibration Reduction and Vibration Measurement for Long-Span Railway Station Floor Slab

摘要

摘要: 针对高速列车过站引起的跨线站房车致振动问题，结合某运营客站跨线站房楼板在普速场重载货车正线通过时的车致振动，开展了振动实测，采用有限元方法构建了一致激励条件下的站房结构动力分析模型，开展了重载列车作用下的振动分析，采用1/3倍频程方法进行了振级评价，提出采用TMD （tuned mass damper）消能减振的方式抑制楼板的车致振动响应. 研究结果表明：当正线重载列车通过跨线站房时，楼盖在卓越振动频率（6.3 Hz）附近容易激发共振，且平均加速度振级超出规范容许值11.0～12.6 dB；设计了总质量比为0.1的调谐质量阻尼器后，加速度振级降幅达到13.0～17.0 dB，减振后的振动级水平基本达到标准限值.
- 大跨度楼盖 /
- 重载货车 /
- 舒适度 /
- TMD /
- 减振
Abstract: To reduce the vibration of a cross-line station induced by long heavy trains and improve its comfort and safety, the vibration responses of a long-span elevated railway station waiting room floor slab were studied with measured data and finite element methods. The vibration level was evaluated by 1/3 octave method, and a method of suppressing the vibration of the floor slab via tuned mass damper (TMD) energy dissipation was proposed. The results show that the predominant frequency of floor vibration is in the vicinity of 6.3 Hz, and the average vibration response level due to vehicle acceleration exceeds the permissible value of 11.0–12.6 dB when a heavy long train passes through the cross-line beneath the waiting hall floor. After adding a mass damper with a mass ratio of 0.1 to each floor slab, the insertion loss of the vibration response level reached 13.0–17.0 dB, and the vibration level of the dampers were within the standard limit.
- long-span floor slab /
- heavy long train /
- vibration comfort /
- TMD /
- vibration attenuation

HTML全文

磁悬浮技术具有无摩擦、微振动、长寿命及高精度等优点，被广泛地应用于高速机械领域. 磁轴承作为核心部件，一般与高速旋转电机配合用于高速旋转机械，如磁悬浮飞轮、磁悬浮控制力矩陀螺及磁悬浮电机等^[1-3]. 对于直线运动，通常采用能够实现悬浮及导向功能的电磁铁与直线电机的组合，如磁浮列车、磁浮电梯等. 目前为止，世界很多国家已经对磁浮列车技术研究了较长时间，而且部分实现了商业运行，如中国、德国、日本、韩国等^[4-6]. 磁浮列车由电磁铁与轨道功能件之间产生的电磁力支撑，从而实现无接触运行. 电磁铁为悬浮系统的核心执行部件，其电磁力特性决定了列车的承载能力，并与控制器、传感器相互配合实现列车的稳定悬浮. 尤其对于高速运行的磁浮列车，运行载荷更加复杂、苛刻，对承载能力及稳定性要求更高. 因此，电磁力特性分析作为基础研究，对悬浮系统的设计及优化起至关重要作用^[7-9].

目前，电磁力建模分析方法主要包含等效磁路法（EMC）及有限元法（FEM），其中，FEM计算精度较高，但效率较低，很难与控制模型联合用于分析系统实时特性. EMC计算速度较高，能够与控制模型联合用于系统实时动态特性分析，但其计算精度较低. 因此，在传统EMC模型中通常会考虑加入补偿系数，通过调整系数校正电磁力结果，使其与FEM结果接近^[10-11]. 然而，传统EMC模型仅考虑线性工作区，导磁材料采用恒定的相对磁导率，忽略磁饱和影响，甚至忽略导磁材料磁阻. 这样会导致EMC模型结果在小电流区间内较准确，而在大电流区间就会出现较大偏差^[12-13]. 本文在搭建高速磁浮悬浮电磁铁EMC模型时，考虑了导磁材料的磁阻及其非线性. 通过导磁材料B-H （B为磁感应强度；H为磁场强度）曲线的拟合及引入，求解电磁力的准确性大幅度提高，适用范围增加.

高速磁浮列车的悬浮电磁铁共有12个磁极，极性为NS交替，相邻磁极之间通过磁轭连接，磁场经过长定子铁芯形成回路，磁极与长定子之间的磁场产生电磁吸力，实现悬浮功能. 12个磁极分为左、右两组，分别由两个悬浮控制器单独控制，从而形成两个控制回路，每个回路对应两个间隙传感器. 传感器实时监测电磁铁与长定子之间的间隙，并反馈给悬浮控制器，经过控制策略计算，悬浮控制器输出相应电压给悬浮电磁铁，实现动态稳定悬浮.

1. 电磁铁模型搭建

1.1 等效磁路

悬浮电磁铁与长定子的物理模型如图1所示. 其中电磁铁分为左、右两个回路单独控制，为简化计算模型，仅对半个电磁铁进行建模，并忽略两个回路间磁场的影响. 搭建的等效磁路模型如图2所示，磁路中包含了气隙磁阻、漏磁磁阻及导磁材料磁阻. 图中：R_aj为磁极与长定子间的气隙磁阻；R_si为长定子铁芯磁阻；R_ei为磁极铁芯及磁轭磁阻；R_li为相邻磁极之间的漏磁磁阻；ϕ_aj、ϕ_si、ϕ_ei及ϕ_li分别为磁阻R_aj、R_si、R_ei及R_li对应的磁通；ϕ_pj 为磁极磁通；θ_j为磁极磁动势nI，n为磁极匝数，I为控制回路电流；i=1,2，…，5，j=1,2，…，6.

图 1 悬浮电磁铁及长定子模型

Figure 1. Model of maglev electromagnet and long stator

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图 2 半悬浮电磁铁等效磁路

Figure 2. EMC of half-maglev magnet

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根据建模需求，定义磁通、磁动势向量为

$\left\{ \begin{array}{l} \boldsymbol{\phi}=\left({{\phi_{1}},{\phi_{\text{l1}}},{\phi_{2}},{\phi_{\text{l2}}}, \cdots ,{\phi_{5}},{\phi_{\text{l5}}}} \right)^\text{T}\text{,}\\ \boldsymbol{\phi}_\text{s} =\left({{\phi_{1}},{\phi_{2}},\cdots ,{\phi_{5}}} \right)^\text{T}\text{,}\\ \boldsymbol{\phi}_\text{a}=\left({{\phi_{1}},{\phi_{1}}+{\phi_{2}},\cdots ,{\phi_{4}}+{\phi_{5}}},{\phi_{5}} \right)^\text{T}\text{,}\\ \boldsymbol{\phi}_\text{e}=\left({{\phi_{1}}+{\phi_{\text{l1}}},{\phi_{2}}+{\phi_{\text{l2}}},\cdots ,{\phi_{5}}+{\phi_{\text{l5}}}} \right)^\text{T}\text{,}\\ \boldsymbol{\phi}_\text{p} = ({\phi_{1}} + {\phi_{\text{l1}}},{\phi_{1}} + {\phi_{\text{l1}}} + {\phi_{2}} + {\phi_{\text{l2}}},\cdots,{\phi_{4}} + {\phi_{\text{l4}}}+\\ \quad {\phi_{5}}+{\phi_{\text{l5}}} ,{\phi_{5}}+{\phi_{\text{l5}}})^\text{T}\text{,} \\ \boldsymbol{\theta} =\left( {{\theta_{1}},{\theta_{2}},\cdots ,{\theta_{6}}} \right)^\text{T}\text{.} \end{array} \right.$

(1)

磁极磁通向量ϕ_p与磁通向量ϕ的转换关系为

ϕ_p =Tϕ，

式中：

${\boldsymbol{T}} = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} {\text{1}}&{\text{1}}&{}&{}&{}&{}&{}&{}&{}&{} \\ {\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{}&{}&{}&{}&{}&{} \\ {}&{}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{}&{}&{}&{} \\ {}&{}&{}&{}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{}&{} \\ {}&{}&{}&{}&{}&{}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}}&{\text{1}} \\ {}&{}&{}&{}&{}&{}&{}&{}&{\text{1}}&{\text{1}} \end{array}} \right] \text{.}$

在等效磁路中，根据基尔霍夫电压定律，建立关于磁通的方程组，如式（3）.

$\left\{\begin{array}{l} R_{\text{a}{ (j-1)}} \phi_{\text{a}{(j-1)}} + R_{\text{s} i} \phi_{\text{s} i} + R_{\text{a}{j}} \phi_{\text{a}{j}} + R_{\text{e} i} \phi_{\text{e} i}=\theta_{j-1} + \theta_j, \\ R_{\text{l} i} \phi_{\text{l} i} + R_{\text{e} i} \phi_{\text{e} i}=\theta_{j-1} + \theta_j, \end{array}\right.$

(3)

式中： ${{j}}=2,3,\cdots,6$ .

将式（1）表达为矩阵及向量形式为

${\boldsymbol{A}}{\boldsymbol{\phi}} ={\boldsymbol{T}}^{\text{T}}{\boldsymbol{\theta}}={\boldsymbol{T}}^{\text{T}}{\boldsymbol{n}}I \text{，}$

(4)

式中：向量n=（n, n, n, n, n, n）^T；A为磁阻矩阵， $\boldsymbol{A} \in {R^{10 \times 10}}$ ，

$\qquad\qquad\quad{\boldsymbol{A}} = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} { {R_{\text{a1}}} + {R_{\text{a2}}} + {R_{\text{s1}}} + {R_{\text{e1}}}}& {{R_{\text{e1}}}}& {{R_{\text{a2}}}}& 0& 0& \cdots \\ {{R_{\text{e1}}}}&{{R_{\text{l1}}} + {R_{\text{e1}}}}&0&0&0& \cdots \\ {{R_{\text{a2}}}}&0&{{R_{\text{a2}}} + {R_{\text{a3}}} + {R_{\text{s2}}} + {R_{\text{e2}}}}&{{R_{\text{e2}}}}&{{R_{\text{a3}}}}& \cdots \\ 0&0&{{R_{\text{e2}}}}&{{R_{\text{l2}}} + {R_{\text{e2}}}}&0& \cdots \\ \vdots & \vdots & \vdots & \vdots & \vdots & \end{array}} \right].$

1.2 磁阻计算

1）磁极与长定子间气隙磁阻

受磁极直线发电机（linear generator, LIG）槽与长定子齿槽结构的影响，磁极与长定子之间的气隙磁通分布较为复杂，如图3所示. 因此，将气隙磁通等效分为主磁通、槽磁通及LIG磁通，分别对应3种磁阻.

图 3 气隙磁场分布

Figure 3. Magnetic field distribution of air gap

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气隙磁阻为3种磁阻并联，即

$\frac{1}{R_{\text{a} j}}=\frac{1}{R_{\text{a}, \text{m} j}} + \frac{1}{R_{\text{a}, \text{n} j}} + \frac{1}{R_{\text{a}, \text{L} j}}\text{,}$

(5)

式中：R_a,mj为主磁通对应的磁阻；R_a,nj为槽磁通对应的磁阻；R_a,Lj为LIG磁通对应的磁阻.

每种磁阻可由式（6）计算.

$R_{{\rm{a}}, o j}=\frac{s_j + h_{o j}}{\mu_0 A_{a, o j}}, \quad o \in[\text{m}, \text{n}, \text{L}] \text{，}$

(6)

式中：s_j为磁极与长定子齿之间的间隙；μ₀为空气磁导率；A_a,oj为相应气隙面积；h_oj为额外气隙长度；m、n、L分别对应主磁通、槽磁通和LIG磁通.

2）相邻磁极间漏磁磁阻

磁极磁通大部分经过长定子回到相邻磁极，小部分未经过长定子而直接回到相邻磁极，该部分磁通为相邻磁极之间的漏磁，对应的磁阻称为漏磁磁阻，可由式（7）计算.

$R_{\text{l} i}=\frac{h_{\text{l} i}}{\mu_0 A_{\text{l} i}}\text{，}$

(7)

式中：A_li为等效气隙面积；h_li为相邻磁极间的等效气隙长度.

3）导磁材料磁阻

对于长定子铁芯、磁极铁芯及磁轭的磁阻，采用分段方式进行求解，且尽可能保证每段的截面积相同. 具体分段如图4所示，其中，磁极及磁轭共分为5段（1～5），长定子分为3段（6～8）. 该部分磁阻计算时考虑导磁材料的非线性.

图 4 铁芯的分段

Figure 4. Iron core sections

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磁极铁芯及磁轭磁阻为

$R_{\text{e} i}=\displaystyle\sum\limits_{k=1}^5 \frac{l_{\text{e} i, k}}{\mu_0 \mu_\text{r}\left(\phi_{\text{e} i, k}\right) A_{\text{e} i, k}} \text{；}$

(8)

长定子铁芯磁阻为

$R_{\text{s} i}=\displaystyle\sum\limits_{k=6}^8 \frac{l_{\text{s} i, k}}{\mu_0 \mu_\text{r}\left(\phi_{\text{s} i, k}\right) A_{\text{s} i, k}} \text{,}$

(9)

式（8）、（9）中：l_ei,k, l_si,k分别为悬浮电磁铁侧、长定子侧每段铁芯的长度；A_ei,k, A_si,k分别为悬浮电磁铁侧、长定子侧每段铁芯的截面积；μ_r为每段铁芯的相对磁导率；ϕ_si,k为第i个磁回路中第k段长定子内的磁通量；ϕ_ei,k为第i个回路中第k段磁极铁芯或磁轭内的磁通量.

为在EMC模型中引入导磁材料的非线性，不再将μ_r简单地设置为恒定值，而是根据每段铁芯的磁通进行计算. 磁极铁芯、磁轭及长定子铁芯均采用硅钢片，牌号为M530-50A，导磁材料的非线性可通过B-H曲线体现，如图5所示.

图 5 铁芯B-H曲线- M530-50A

Figure 5. B-H curve of iron core-M530-50A

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根据文献[14]，B-H曲线可采用式（10）函数进行拟合.

$H=\alpha_1 B + \alpha_2 B^{\alpha_3} ,$

(10)

式中：α₁、α₂及α₃为拟合函数自变量B的系数，可通过对图5中B-H曲线的拟合确定.

长定子铁芯的相对磁导率可表示为

$\mu_{{\rm{r1}}}=\frac{B}{\mu_0 H}=\frac{1}{\mu_0\left(\alpha_1 + \alpha_2 B^{\alpha_3-1}\right)}\text{.}$

(11)

根据磁密、面积及磁通的关系，式（11）可表达为

$\mu_{{\rm{r1}}} =\frac{1}{\mu_0\left(\alpha_1 + \alpha_2\left(\dfrac{\phi_{{\rm{s}}i}}{A_{\text{s} i, k}}\right)^{\alpha_3-1}\right)} \text{.}$

(12)

同理可求解磁极铁芯及磁轭的相对磁导率为

$\mu_{{\rm{r2}}}=\frac{1}{\mu_0\left(\alpha_1 + \alpha_2\left(\dfrac{\phi_{\text{e} i}}{A_{\text{e} i, k}}\right)^{\alpha_3-1}\right)} \text{.}$

(13)

将式（12）、（13）代入式（8）、（9）求解磁极铁芯、磁轭及长定子铁芯磁阻. 通过式（5）～（9）可知，磁阻矩阵A与间隙s及磁通ϕ相关，因此，将其记为A（s,ϕ）.

1.3 电路模型

悬浮电磁铁分为两个控制回路，分别由一个控制器进行供电. 控制器的输出为电压，根据控制回路的负载特性转变为相应的负载电流. 在进行电磁力模型与控制模型联合分析时，需要搭建电磁铁的电路模型，其功能是将控制模型的输入电压转变为负载电流，再结合EMC模型计算电磁力. 与EMC模型类似，仅搭建一个回路的模型，6个磁极串联实际可等效为6个电阻与6个电感的串联，如图6所示. 图中：R_Mj为单个磁极电阻；L_Mj为单个磁极电感；U_Lj为单个磁极电感电压；U_M为单个控制回路的输入电压.

图 6 悬浮电磁铁控制回路

Figure 6. Control loop of maglev electromagnet

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根据电路模型，单个控制回路的输入电压为

${U_\text{M}} = {R_\text{M}}I + \sum\limits_{j = 1}^6 {{U_{\text{L}j}}} = {R_\text{M}}I + {\boldsymbol{n}^\text{T}}\mathop {{\boldsymbol{\phi} _\text{p}}}\limits^ \bullet \text{,}$

(14)

式中：R_M为单个控制回路的总电阻.

整理式（14），控制回路电流可表达为

$I = ({U_\text{M}} - {\boldsymbol{n}^\text{T}}\mathop {{\boldsymbol{\phi} _\text{p}}}\limits^ \bullet )/{R_\text{M}} \text{.}$

(15)

1.4 磁力模型

式（4）给出了磁通与电流关系，式（15）给出了磁通、电流与电压关系. 将式（15）代入式（4），可得磁通与电压的关系为

${\boldsymbol{A}}(s,\phi )\boldsymbol{\phi} = {\boldsymbol{T}^\text{T}}\boldsymbol{n}({U_\text{M}} - {\boldsymbol{n}^\text{T}}\mathop {{\boldsymbol{\phi} _\text{p}}}\limits^ \bullet )/{R_\text{M}} \text{.}$

(16)

根据磁通关系 ${\boldsymbol{\phi}}_\text{p}={\boldsymbol{T}}{\boldsymbol{\phi}}$ ，式（16）整理为

${\boldsymbol{T}^\text{T}}{\boldsymbol{n}}{\boldsymbol{n}^\text{T}}\boldsymbol{T}\mathop {\boldsymbol{\phi}} \limits^ \bullet {\text{ = }}{\boldsymbol{T}^\text{T}}\boldsymbol{n}{U_\text{M}} - {R_\text{M}}\boldsymbol{A}({{s}},\phi )\boldsymbol{\phi} \text{.}$

(17)

经过计算发现，矩阵T^Tnn^TT为奇异矩阵，常微分式（17）很难进行求解. 因此，为便于求解方程，采用中间变量替换原变量.

根据磁通关系ϕ_p=Tϕ，将式（16）整理成变量为ϕ_p的方程，如式（18）

$\boldsymbol{A}({s},{\phi}){\boldsymbol{T}^{{ - 1}}}{\boldsymbol{\phi}_{\rm{p}}} = {\boldsymbol{T}^\text{T}}\boldsymbol{n}({U_\text{M}} - {\boldsymbol{n}^\text{T}}\mathop {{\boldsymbol{\phi} _\text{p}}}\limits^ \bullet )/{R_\text{M}}\text{.}$

(18)

进一步整理为

${\boldsymbol{n}^\text{T}}{\boldsymbol{\phi} _\text{p}} = {\boldsymbol{n}^\text{T}}\boldsymbol{T}{\boldsymbol{A}^{{ - 1}}}({s},\phi){\boldsymbol{T}^\text{T}}\boldsymbol{n}({U_\text{M}} - {\boldsymbol{n}^\text{T}}\mathop {{\boldsymbol{\phi} _\text{p}}}\limits^ \bullet )/{R_\text{M}}\text{.}$

(19)

将6个磁极的磁通之和β作为中间变量，则β可表示为

$\beta=\displaystyle\sum\limits_{j=1}^6 \phi_{\text{p} j}\text{.}$

(20)

将式（20）代入式（19），得到关于β的常微分方程为

$n\beta = {\boldsymbol{n}^\text{T}}\boldsymbol{T}{\boldsymbol{A}^{{ - 1}}}(s,\phi ){\boldsymbol{T}^\text{T}}\boldsymbol{n}({U_\text{M}} - n\mathop \beta \limits^ \bullet )/{R_\text{M}}\text{,}$

(21)

式中：n^TTA⁻¹(s,ϕ)T^Tn不再是一个矩阵或向量，而是一个关于s、ϕ的变量，记为1/M (s,ϕ).

对式（21）进行整理得

$\dot{\beta}=U_\text{M} / n-R_\text{M} {M}({{s}},\phi ) \text{.}$

(22)

依据式（15）、（22），可得I与β间的关系为

$I=n M({s},\phi ) \beta \text{.}$

(23)

依据式（19）、（22）及磁通关系ϕ_p=Tϕ，得到ϕ与β间的关系为

$\boldsymbol{\phi} = {\boldsymbol{A}^{{ - 1}}}({s},\phi ){\boldsymbol{T}^\text{T}}\boldsymbol{n}M({s},\phi )n\beta \text{.}$

(24)

通过式（22）～（24）计算出悬浮电磁铁电流以及电磁力求解所需的磁通.

根据式（5），计算各部分气隙的磁通为

$\phi_{\text{a}, o j}=\frac{\phi_{\text{a} j} R_{\text{a} j}}{R_{\text{a}, o j}}\text{.}$

(25)

基于虚功原理，各部分气隙对应的电磁力为

$F_{\text{m} \text{a} \text{g}, o j}=\frac{\phi_{\text{a}, o j}^2}{2 \mu_0 A_{\text{a}, o j}}\text{.}$

(26)

单个磁极电磁力为式（26）中各部分电磁力之和，即

$F_{\text{m} \text{a} \text{g}, j}=F_{\text{m} \text{a} \text{g}, \text{m} j} + F_{\text{m} \text{a} \text{g}, \text{n} j} + F_{\text{m} \text{a} \text{g}, \text{L} j}\text{.}$

最后，求解半个悬浮电磁铁的电磁力为

$F_{\text{m} \text{a} \text{g}}=\displaystyle\sum\limits_{j=1}^6 F_{\text{m} \text{a} \text{g}, j} \text{.}$

根据电磁力解析过程，EMC模型可简化为图7所示的结构框图，输入为电压及间隙，输出为电流及电磁力. 首先进行磁阻计算，并组建磁阻矩阵，而导磁材料磁阻的计算需要将磁通作为输入. 采用磁阻矩阵A进行电流及磁通计算，磁通需通过常微分方程及代数方程求解，磁通求解结果一方面用于电磁力计算，一方面反馈给导磁材料磁阻计算.

图 7 电磁力模型框图

Figure 7. Magnetic force model

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2. 模型分析及试验验证

2.1 与传统EMC模型对比

根据悬浮电磁铁及长定子的尺寸及参数（如表1所示），对本文EMC模型进行量化. 此外，将导磁材料的相对磁导率设为恒定值，搭建基于线性导磁材料的传统EMC模型. 对两个模型电磁力的计算结果进行对比分析，如图8所示.

表 1 悬浮电磁铁及长定子参数

Table 1. Parameters of maglev electromagnet and long stator

项点	取值	项点	取值
定子极距/mm	258.0	铁芯厚度/mm	170.0
电磁铁极距/mm	266.5	磁极匝数	300
定子齿宽度/mm	43.0	额定磁间隙/mm	12.5
定子槽宽度/mm	43.0	恒定相对磁导率	7 000

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图 8 线性与非线性材料EMC电磁力

Figure 8. Electromagnetic forces of EMC models with linear and nonlinear materials

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磁间隙为12.5 mm，电流在0～35 A内，两个模型的电磁力结果非常接近；当电流超过35 A时，随着电流增加，计算结果偏差增大. 原因是实际工作状态下，随着电流增大，导磁部件的磁密增大；当达到材料饱和磁密时，磁密随电流的增加率大幅降低，电磁力也相应地出现饱和现象，而传统EMC模型并未考虑材料的磁饱和. 因此，传统EMC模型适用于小电流区间，一般应用在工作点附近的线性区间20～30 A. 而大电流区间与实际工作情况不符，例如在故障、起浮、降落等特殊工况时，模型精度大幅降低，无法用于电磁力计算及系统特性分析.

2.2 与有限元模型对比

为验证本文提出的EMC模型准确性，搭建了悬浮电磁铁与长定子FEM模型，如图9所示，两者电磁力的计算结果如图10所示. 磁间隙12.5 mm与16.0 mm，电流0～80 A内，两者电磁力的计算结果具备非常高的一致性，均存在饱和现象；磁间隙12.5 mm，电流50 A时，电磁力偏差最大，EMC计算结果为115 kN，FEM计算结果为110 kN，偏差仅为4.5%，这表明了基于非线性材料的EMC模型具有较高的准确性.

图 9 悬浮电磁铁及长定子有限元模型

Figure 9. FEM model of maglev electromagnet and long stator

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图 10 EMC与FEM电磁力结果

Figure 10. Electromagnetic force results of EMC and FEM

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2.3 试验验证

针对高速磁浮电磁铁特性研究，搭建了地面试验平台，对悬浮电磁铁的静态电磁力进行测试，如图11所示. 试验台通过液压系统调整长定子与悬浮电磁铁的间隙；采用两路电源供电，但受最大输出电流限制，仅对0～50 A电流进行测试，步长为5 A；通过力传感器检测电磁铁与长定子间的电磁力. 磁间隙12.5 mm下电磁力的测试结果与EMC及FEM的计算结果对比如图12所示.

图 11 悬浮电磁铁静态电磁力测试

Figure 11. Static electromagnetic force test of maglev electromagnet

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图 12 电磁力计算及测试结果

Figure 12. Electromagnetic force calculation and test results

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额定工况下，悬浮电磁铁的工作点：磁间隙为12.5 mm，电流为25 A，电磁力约为46 kN. 在工作点处，EMC、FEM及试验测试的电磁力结果几乎相同，在其他电流值下，电磁力结果偏差也极小，从而进一步验证了本文EMC模型以及所搭建FEM模型的准确性.

3. 结　论

本文基于非线性材料搭建了高速磁浮悬浮电磁铁的磁路、电路及磁力模型，将计算结果与传统EMC模型进行对比分析，并通过有限元及试验验证，通过对模型研究分析，得到以下结论：

1）搭建悬浮电磁铁EMC模型时，采用了非线性导磁材料，通过引入B-H曲线的拟合函数，将导磁材料的非线性及饱和特性体现在模型中.

2）无论小电流区，还是大电流区，本文EMC模型求解的电磁力均与实际情况接近，相比传统EMC模型，结果更加准确，适用范围更广.

3）本文EMC模型能够快速、准确地求解电磁力，且通过电路模型实现与控制模型的良好匹配，因此，可通过联合仿真对悬浮系统动态特性进行深入分析，为悬浮系统设计及参数优化提供了依据.

图 1 在营客站车致振动灾害

Figure 1. Railway vehicle-induced vibration disasters in the camp

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图 2 测试方案

Figure 2. Layout of measuring points in waiting hall

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图 3 加速度时程实测

Figure 3. Time-history curve of acceleration

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图 4 加速度幅值谱

Figure 4. Amplitude spectrum of acceleration

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图 5 客站有限元模型

Figure 5. Finite element model of railway station

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图 6 工况3 测点B7加速度对比

Figure 6. Case 3 B7 acceleration calculation and measured contrast

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图 7 加速度振级对比

Figure 7. Acceleration vibration level comparison

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图 8 楼板某阶竖向振型（6.28 Hz）

Figure 8. Vertical vibration mode of floor（6.28 Hz）

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图 9 楼盖TMD布置

Figure 9. Layout scheme of floor damping device

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图 10 测点B7振动响应对比

Figure 10. Comparison of vibration response of B7

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表 1 加速度振级

Table 1. Vibration acceleration level

测点	工况1	工况2	工况3
B2	89.2	96.2	94.5
B3	91.2	93.4	94.3
B4	89.1	97.0	93.7
B7	92.4	96.7	95.5
B8	94.7	95.9	93.3
B9	89.6	95.3	95.6
均值	91.0	95.7	94.4

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表 2 楼盖加速度振级均值对比

Table 2. Contrast of meanvibration acceleration level of floor

工况	减振前/dB	减振后/dB	降幅/dB	减振率/%
1	89.7	76.0	13.6	15.1
2	90.5	77.1	13.4	14.8
3	90.4	73.1	17.3	19.1

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1. 电磁铁模型搭建
1.1 等效磁路
1.2 磁阻计算
1.3 电路模型
1.4 磁力模型
2. 模型分析及试验验证
2.1 与传统EMC模型对比
2.2 与有限元模型对比
2.3 试验验证
3. 结　论

跨线站房车致振动实测及楼盖减振分析

doi: 10.3969/j.issn.0258-2724.20170746

作者简介: 余志祥（1976—），男，副教授，研究方向为结构工程，E-mail：yzxzrq@home.swjtu.edu.cn

通讯作者: 李彤梅（1967—），女，副教授，研究方向为结构工程，E-mail：tongmeyli@163.com

计量

出版历程

Analysis of Vibration Reduction and Vibration Measurement for Long-Span Railway Station Floor Slab

1. 电磁铁模型搭建

1.1 等效磁路

1.2 磁阻计算

1.3 电路模型

1.4 磁力模型

2. 模型分析及试验验证

2.1 与传统EMC模型对比

2.2 与有限元模型对比

2.3 试验验证

3. 结 论

计量

出版历程

目录

1. 电磁铁模型搭建

1.1 等效磁路

1.2 磁阻计算

1.3 电路模型

1.4 磁力模型

2. 模型分析及试验验证

2.1 与传统EMC模型对比

2.2 与有限元模型对比

2.3 试验验证

3. 结 论

作者简介:
余志祥（1976—），男，副教授，研究方向为结构工程，E-mail：yzxzrq@home.swjtu.edu.cn

通讯作者:
李彤梅（1967—），女，副教授，研究方向为结构工程，E-mail：tongmeyli@163.com

3. 结　论

3. 结　论